通信系统原理-郭宇春-456章课后题答案

通信系统原理郭宇春郑宏云14-6t0T2T3T4T5T采样点即是各个过零点，无码间干扰5-6已知待传送二元序列，试就以下各种情况分别画出相应的PSK信号波形。（1）绝对PSK，载波起始相位为0；（2）绝对PSK，载波起始相位为π；（3）DPSK，载波起始相位为0解：（1）（2）（3）1011010011ka5-8.已知发送载波幅度A=10V，在4kHz带宽的电话信道中分别利用ASK、FSK及PSK系统进行传输，信道衰减为1dB/km，噪声单边带功率谱密度，采用相干解调（1）P_eASK、P_eFsk及P_ePSK都确保在10-5时，各种传输方式都传送多少公里？（2）若ASK所用载波幅度A=20V，并分别是FSK和PSK所用载波幅度的1.4倍和2倍，重做（2）；（3）若信号幅度均相同，即A=10V，而信道噪声谱的关系为，试比较三种误码率的关系.解:（1）因为采用相干解调ASK:Pe=1/2erfc（1/2sqr(r))=10-5查表得出γ=36σn2=n0B=10-8×4×103=4×10-5P收=γ×σn2=36×4×10-5=-28.4dBp发=A2/2=50W=17dBL1ASK=17-(-28.4)=45.4km80002410/PSKFSKASKnnnWHz8010/nWHzFSK:Pe=1/2erfc（sqr(γ/2))得出γ=18P收=18×4×10-5=72×10-5=-31.4dBLFSK=48.4kmPSK：Pe=1/2erfc（sqr(γ))得出γ=9P收=9×4×10-5=-34.4dBLPSK=51.4km(2)AASK=20VAFSK=14.5VAPSK=10VP发ASK=200W=23dBP发FSK=200/1.4/1.4102W=20dBP发PSK=50W=17dBLASK=LFSK=LPSK=51.4km(3)γASK：γFSK：γPSK=4:2:1故Pe的比为1:1:15-9在相对相移键控中，假定传输的差分码是01111001000110101011，试求出下列两种情况下原来的数字信号。(1)规定遇到数字信号1时，差分码保持前位信号不变，否则改变前位信号。(2)规定遇到数字信号0时，差分码保持前位信号不变，否则改变前位信号。设差分码的第一位规定为0。解：(1)0变1不变(2)1变0不变：1{}{10111010011010000001}kkkabb1{}{01000101100101111110}kkkabb1kkkbab5-10图（a）所示的波形代表的二元码序列，利用图（b）所示的系统进行频带传输。（1）试画出图中指出的各点信号波形；（2）设计接收端判决规则。s6(t)0“0”码；s6(t)0“1”码S(t)S5(t)S6(t)0102030405060708090100-1-0.500.510102030405060708090100-1-0.500.510102030405060708090100-1-0.500.515-12利用DPSK系统传送二元序列。1）若起始参考位为1，画出DPSK信号波形；2）若起始参考位改为0，DPSK波形有否影响？写出这时的差分码序列；（3）假定信道无噪声干扰，而本地载波有相移，问能否正确恢复原信号？0510152025303540455055-1-0.500.510510152025303540455055-1-0.500.51解：（2）差分码序列为{1101100010}；（3）能。解调时相位差为两相邻相位之差，都相移180度，对差值无影响，故对解调结果无影响。（1）（2）时间t时间t006-1采用MSK信号发送PCM编码序列，已知信息速率为20kbit/s，载波幅度为10V，试确定（1）已调波的传号和空号信号表达式；（2）上述两种信号的相关系数；（3）频移指数、带宽、频带利用率。解：(1)传号:SMSK(t)=A0cos(ω0t+πt/2Tb+φ(k))(k-1)Tbt=kTb空号：SMSK(t)=A0cos(ω0t-πt/2Tb+φ(k))φ(k)是第k个码字的初始相位代入Tb=1/Rb=5×10-5A0=10V得传号：SMSK(t)=10cos(ω0t+10-4πt+φ(k))空号：SMSK(t)=10cos(ω0t-10-4πt/+φ(k))(2)ρ=0(3)h=2△f/Rb=1/(4Tb)/Rb=1/2带宽BRb=20kHZ频带利用率η=Rb/B=16-2采用MSK信号传输数字序列（1）MSK信号同相和正交分量的波形；（2）MSK信号波形；（3）MSK信号载波相位路径图（设初始相位为0）。解：MSK信号的正交表达式同相分量I(t)正交分量Q(t)差分码序列奇偶变换令A=1归一化00b()cos()coscoscos()sinsin22kbstAkttAakttTT1101001011101ka01001110010110kb1010110kI011001kQcos()cos()kkkIkQak02468101214161820-1.5-1-0.500.511.5timeI(t)02468101214161820-1.5-1-0.500.511.5timeQ(t)02468101214161820-1.5-1-0.500.511.5timemsk(t)kbkIkQ+--+++--+-++-02468101214161820-1.5-1-0.500.511.5timeI(t)cos(w0t)02468101214161820-1.5-1-0.500.511.5timeQ(t)sin(w0t)(3)相位路径0Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tbπ/2π3π/22π6-3设MSK信号的初始相位为0，给出格雷码的4对比特组合00，01，10，11分别对应的MSK信号码元周期结束时的相位。解：00：2201:02210:02211:226-4计算在4kHz电话信道中下列系统的信息传输速率，设基带信号是升余弦脉冲，滚降因子为0.5（1）2PSK；（2）4PSK；（3）8QAM。解：B=4kHz(1)2PSKB=2(1+a)RB=3Rb=Rb=4/3KHz(2)4PSKB=2(1+a)RB=3Rb/2=Rb=8/3KHz(3)8QAM:两路正交叠加，Rb=2KHz8MASK2(1)(1)/log82BbbBRRR6-5给定序列（1）画出QAM系统框图，画出发送系统中同相与正交支路的基带信号波形及正交调制后两个支路的已调波信号波形，画出QAM信号波形；（2）改成QPSK系统，重做（1）；（3）分析比较两种系统的异同解:（1）01111000000111100100kaMQAM00000()()cos()cos()cossin()sin()cos()sinnsnnnsnnsnnnstagtnTttagtnTtagtnTIttQttQAM00()cos()sin()ssnnsttgtnTtgtnTQAM调制器方框图电平转换串/并（双极性方波）QAM()st0cos()t0sin()t2/双单极性电平转换并/串抽样判决抽样判决QAM()st0bTdt0bTdt2()ft1()ftQAM解调器方框图nanaI(t)Q(t)QAM(t)-++---++-05101520253035404550-10105101520253035404550-10105101520253035404550-202奇数位序列偶数位序列(2)QPSK的正交表达式同相分量I(t)正交分量Q(t)注意：与QAM正交表达式的区别000()()cos()1,2,3,4cos()cos()sin()sin()QPSKSknkSkSnnstgtnTtktgtnTtgtnT()It相干载波产生相乘电路相乘电路/2相移串/并变换相加电路cos0ta(t)s(t)ab()QtB方式010203040506070-1-0.500.51timeI(t)010203040506070-1-0.500.51timeQ(t)010203040506070-1-0.500.51timeqpsk(t)()cos()()sin()kSkSnnItgtnTQtgtnT奇数位序列偶数位序列010203040506070-101timesqrt(2)*I(t)010203040506070-101timesqrt(2)*Q(t)010203040506070-202timeqpsk(t)B方式（3）相同发送信号功率，QPSK信号功率较小；为获得同样的已调信号功率，QPSK需更大发送信号功率。补充2已知源符号序列为={0111100000011110010001111000000101111110}（1）给出的多电平基带信号及同相、正交支路基带调制信号。（2）画出16QAM系统框图，给出已调波表示式及值。（3）下图给出两个正交支路各个电平对应编码，画出星座图，并给出16个已调信号幅度与相位22同相支路正交支路kaka)(itg)(Itg)(Qtg（1）信源输出比特流0111100000011110010001111000000101111110，用不归零双极性共个电平来表示4元序列，（-1，1，3，-3，3，-1，1，3，-1，-3）进行串－并变换，两个并行支路的4元序列为：（-1，3，3，1，-1）（1，-3，-1，3，-3）ML两支路分别乘以互为正交的正弦型载波，然后相加，构成16QAM信号波形序列。010203040506070-505010203040506070-505010203040506070-505I(t)Q(t)16QAM(t)00i000000010222()cossincossin()()0iiiiiiEEstAatAbtatbtTTEatEbttT16QAM系统框图(3,3)(1,3)(1,3)(3,3)(3,1)(1,1)(1,1)(3,1)(,)(3,1)(1,1)(1,1)(3,1)(3,3)(1,3)(1,3)(3,3)iiab已调波表达式（2）)cos()(0iiitAtsTt0Mi,2,1)(2220iiibaTEAiiiab1tan16QAM的信号表示式还可以由以下形式表示幅度：相位：（3）补充1.现有4800bit/s速率的二元基带数字信号，欲通过300~3400Hz实现电话信道传输。（1）试利用VSB信号；（2）试利用DSB信号。解：B=3100HZ,理想SSB信号系统传输不可实现。(1)试利用4相QPSK。每支路RB=2400Baud，BN=1200HZ，信号频率范围为0~1800Hz，选择载频2400HZ，则上边带2400~4200Hz，下边带为600~2400Hz为了充分利用600~3000HZ信道带宽，并采用可实现边带滤波器，采用的VSB滤波器，形成发送信号波形。265.01/3系统方框图（2）考虑采用8相差分调制。二/八，串/并变换，奈氏带宽BN=800HZ，选用滚降系数的形成滤波器变频后，可以得到600~3000Hz范围内载频为1800Hz的八相已调信号，在信道中的已调波为DSB信号。对应“三比特”码的8个相位变化规则如表所示。5.0三比特值载波相位变化规则三比特值载波相位变化规则0010111180°00045°110225°01