输入滤波电感电容的设计

开关电源输入滤波电路的优化设计研究摘要：原有的输入滤波电路结构复杂，所用元器件较多，却还不能达到EMC指标要求。为此，本文提出了一个简单实用的拓扑结构，并详细介绍了输入滤波电路的设计方法，理论分析和测试结果证明了该方法的可行性和实用性。关键词：电磁干扰电磁兼容输入滤波电路开关电源一、引言开关电源是通讯系统的动力之源，已在通信领域中达到广泛应用。但由于其高频率、宽频带和大功率，它自身就是一个强大的电磁干扰（EMI）源，严重时会导致周围的电子设备功能紊乱，使通讯系统传输数据错误、出现异常的停机和报警等，将造成不可弥补的后果；同时，开关电源本身也置身于周围电磁环境中，对周围的电磁干扰也很敏感（EMS），如果没有很好的抗电磁干扰能力，它也就不可能正常工作。因此，营造一种良好的电磁兼容（EMC）环境，是确保电子设备正常工作的前提，且也成为电子产品设计者的重要考虑因素。不仅如此，国内外已有多种法规和标准对电子产品的电磁干扰限值和灵敏度作出规定和限制。欧共体有关EMC的委员会于92年制定了相关法令，96年开始生效，法令规定不符合EMC标准的产品不得进入市场，同时将EMC认证和安规认证作为产品认证的首要条件。我国信息产业部也多次召开电磁兼容标准论证会，并作出规定：2001年1月1日以后进入市场的产品必须有EMC标志。可见，电磁兼容（EMC）认证已是产品顺利进入市场并走出国门最基本的要求。但是，由于以前设计的电源产品，对EMC重视不够，致使所有的电源产品几乎均超标，已经影响到公司电源产品的销售，因此，解决这一问题已是迫在眉睫。而影响电源EMC超标的主要原因就是：输入滤波电路的设计不合理。到目前为止，还没有介绍电源输入滤波电路设计方法的报道。本文首次对电源输入滤波电路设计方法进行全面、详细的讨论，提出了一套简单实用的滤波电路，并应用到我司的电源产品中。给出的测试结果和理论分析证明了该设计方法的实用性和可行性。二、输入滤波电路的拓扑结构优化设计输入电路中主要包含五个元件：共模、差模电感，X、Y电容，放电电阻。输入滤波电路的设计，事实上就是将这些元件如何进行组合的问题，但在进行组合时必须遵循一定的原则。1、对输入滤波电路的要求1．1双向滤波功能。对电网开关整流器及开关整流器电网的干扰信号均有很好的滤波效果。1．2能抑制共模和差模干扰。能抑制相线与相线、相线与中线之间的差模干扰及相线、中线与大地之间的共模干扰。工程设计中重点考虑共模干扰的抑制。为了抑制差模和共模干扰，通常的在滤波电路中同时包含有差模和共模电感，但基于以下原因差模电感可去掉：（1）共模干扰的影响更大，而差模干扰的影响要小得多。一方面同样程度的共模和差模干扰，共模干扰所产生的电磁场辐射高出差模3—4个量级；另一方面，共模干扰信号通过机壳或地阻抗的传导和耦合对其它的电源和系统也会产生干扰。（2）共模电感中含有差模的成分。共模电感存在漏感且其两线圈不可能完全对称，所以其本身就可起到差模电感的作用，能抑制电路中的差模干扰。（3）电容的选择有利于抑制差模干扰。差模（X）电容通常比共模（Y）电容大得多。1．3满足最大阻抗失配原则。这里的阻抗是指相对工频而言频率较高的干扰信号来说的。对输入滤波电路而言电网相当于源，而开关整流器则相当于负载。所谓阻抗最大失配就是：当源或负载对高频干扰信号的等效内阻为低阻时，输入滤波器应呈高阻；反之则应呈低阻。通常电网是一电压源，而开关整流器本身从输入端看进去，就共模干扰信号而言等效于一个电容和电流源的并联，因此，对高频信号二者均属于低阻。1．4工频等效阻抗尽可能低，高频(高于某一截止频率的信号)等效阻抗尽可能高(插入损耗尽可能大)。频段范围为几十KHZ～几百MHZ。这一点主要取决于元器件、原材料的选择及其参数。2、优化的输入滤波电路根据上面的要求，可得到优化的输入滤波电路如图1.所示，从图中可看出：与传统的输入滤波电路相比，该滤波电路去掉了差模电感，滤波器的输入输出也不需再加共模电容。CX4LoNoLENDR1Cx1CY13CY14CY23CY24CY33CY34CY43CY44L3L11234L2N图1.优化的输入滤波电路上图中：R1为放电电阻；L1、L3为低频共模电感；L2为高频共模电感；CX1、CX4为X电容；CY1—CY4为Y电容。三、输入滤波电路元器件选择和参数计算滤波电路的拓扑结构确定以后，接下来的问题就是元器件的选择及其参数的计算，下面将以50A单体为例，详细介绍元器件和原材料的选定原则、参数计算方法及电感的绕制工艺要求等。1．放电电阻放电电阻R1的选择原则是：在容许的情况下，阻值越小越好，以给X电容容量的选择留下足够的空间。R1的选择还应考虑耐压（通常选金属氧化膜电阻，电压按0.75降额）和功耗（按额定功率的0.6降额）。假设，所选电阻的额定功率为Pr，承受的最高输入电压有效值为Vinmax，则有：R1(Vinmax)2/(0.6×Pr)（1）如：设Pr=2W，Vinmax=300V，则R175K，可取R1=100K。R1的另一限制是：其承受的瞬时功耗不能超过额定功率的四倍。R1承受的瞬时最大功耗与浪涌或雷击经过防护电路后的残压有关。设残压为1200V，则R1还应满足：R112002/(4×Pr)（2）将Pr=2W代入上式得R1180K，所以取R1=100K不满足这一条件，综合考虑应取R1=200K较合理。在此要注意：从放电电阻R1承受的瞬时功耗方面考虑，R1的位置也很重要，放在最前面显然不合适，放在中间某一位置或后面较好。如果想要将R1进一步减小，可采用两个或多个电阻并联的形式，这可根据具体情况而定。对于50A单体采用两个电阻并联，则放电电阻为R1=100K。2、X、Y电容2．1X电容（1）X电容容量的选定X电容容量的选择受到放电时间的限制，根据安规要求，断电后输入端口电压放电到安全电压峰值42.4V的时间不超过1S，可根据下面的经验公式估算：设Cx为所有X电容的总和。Cx1/(2.2×R1)（3）将R1=100K代入上式得：Cx4.5uF，可取Cx=4.4uF，如图4所示的电路中，X电容共有两个，每个X电容的容量为2.2uF。（2）X电容的耐压要求X电容的选择还要考虑耐压能力（按额定电压的0.6降额）：由于X电容靠近电源线输入端，所以必须具备承受瞬时高电压（高达1200V）的能力。（3）X电容的频率特性（低的ESR和ESL）：对同样材质的电容器，容量越小，频率特性越好。电容器典型的频率特性是：随着频率的增加，电容总的等效容抗减小，但当频率增加到某一值时，容抗却反而开始增加。假设把这一频率定义为电容容抗的转折频率，则电容容量越小，转折频率越高—即频率特性越好。因此，为得到相同的电容量，可采用将若干小容量电容并联的方式，这样可提高电容的高频特性。综上所述，在图4.所示的电路中的X电容，可选“金鞍”电容（R.46），每个X电容可选用2.2uF电容。其额定电压为275Vac，瞬时耐压为：1500Vac/1S，2500Vac/0.1S。2．2Y电容（1）Y电容容量的选定Y电容容量的选择受到漏电流的限制，根据安规要求，在额定输入电压下，相线或零线对地的漏电流不超过3.5mA。假设相线或零线分别对地的电容为Cy，则有：220×2πfo×Cy3.5mA（4）上式中：fo=50HZ为工频频率，代入上式可得Cy=(Cy1+Cy3)=(Cy2+Cy4)0.056uF，考虑到设备本身还有一定的漏电流，取Cy=0.02uF。则图4中的每个Y电容为0.01uF。（2）Y电容对频率特性的要求参考X电容的选择。在选择X、Y电容时，用相对较小的电容通过并联获得满足要求的容量较大的电容尤为重要，这将大大改善电容的高频特性。电容的频率特性还有一重要特点就是：在低于转折频率时，容抗和频率的关系为：Zc=1/(2лfC)—即单个电容的容量越大容抗越小；但是在频率超过转折频率后，随着频率的增加，不同容量的电容的总的容抗趋于相同。也就是说，对于超高频（频率大于50MHZ）的信号而言，不同容量的电容（对单只而言），抑制高频干扰的效果是一样的，如0.1uF等同于0.001uF。所以，仅依靠增加单只电容容量想要提升电路抑制干扰的能力是不可能的，相反采用多个电容的并联却能得到比较理想的效果。综上所述，在图4.所示的电路中的Y电容，可选“金鞍”电容（R.41），每个Y电容可选用两个4700PF或三个3300PF电容并联。其额定电压为275Vac，瞬时耐压为：2500Vac/1S，5000Vac/0.1S。3、共模电感3．1磁性材料的选择在选择磁芯材料时，从两方面考虑：一是工作频率范围宽（几十K—1GHZ），即在很宽的频率范围内，有比较稳定的磁导率；二是磁导率较高，这可在保证相同的电感量的同时，减小绕制线圈的匝数，最大程度地减小分布电容。但是，对同一磁芯材料而言很难同时满足上述两个要求，二者实际上是一对矛盾。要使共模电感能在要求的频率范围内正常工作，不得不分段选择磁芯。共模电感的磁芯通常选择铁氧体材料。铁氧体主要分成两类：NI—ZN和MN—ZN。NI—ZN的磁导率较低（小于1000），但在很高的频率时（大于100MHZ），磁导率仍保持不变；而MN—ZN有较高的磁导率，但在较低的频率（不到20KHZ）时，磁导率就开始有下降的趋势。由于NI—ZN初始磁导率较低，低频时不可能产生很高的阻抗，因此他们通常用来抑制10MHZ到20MHZ以上的噪声。而MN—ZN在低频时，有很高的磁导率，用来抑制10KHZ—50MHZ范围的EMI噪声，非常合适。因此，用于绕制抑制较低频率干扰的共模电感通常选用MN—ZN材料；而抑制超高频干扰则选用NI—ZN材料较为合适。对图1所示的电路，L1、L3选用MI—ZN材料，L2则选用NI—ZN材料。3．2共模电感量的计算在Y电容Cy选定以后，再根据要求（最好能知道开关整流器的频谱特性）确定一截止频率f0，则LS可根据下式求得：LS=1/[（2πf0）2Cy]（6）（1）L1、L3的确定前面已提到L1、L3适用于频率较低的范围。假设fo=20KHz，Cy=Cy1+Cy3=0.02uF代入（6）式得：LS=3.2mH。因此，可取L1=L3=3.2mH。（2）L2的确定前面已提到L2适用于频率较高的范围。假设fo=200KHz，Cy=Cy1=0.02uF代入（6）式得：LS=32uH。3．3磁芯尺寸的选择和绕制匝数的计算磁芯的选择原则是：对L1和L3，磁导率尽可能高，在容许的情况下，尺寸尽可能大；对绕制L2的磁芯，必须保证有很好的高频特性，在这一条件下，磁导率尽可能高，尺寸尽可能大。下面是磁芯尺寸的选定和匝数计算步骤：第一步输入电流—线圈尺寸的确定：输入电流将决定绕制线圈的直径，电流密度通常定为4—6A/mm2，当然还要考虑所能容许的温升。绕制线圈采用单股线，一方面可减少成本；另一方面，可通过集肤效应进一步抑制噪声。假设流过电感线圈的最大电流有效值为Iinmax，电流密度为6A/mm2，则绕制线圈的直径为：)6/(max)4(IinD(mm)（7）第二步：选择满足尺寸要求的磁芯。如果对磁芯的尺寸有特殊要求，根据要求选定，否则可根据经验选定。第三步：计算磁芯能绕下的最大匝数。共模电感的绕制通常为单层，包含有两组线圈，为了绝缘，两组线圈分布在磁芯的两边，分别所占据的弧度不能超过160度。多层绕制很少见，因为这将使分布电容增加，影响共模电感的高频性能。前面已根据输入电流确定了线圈的尺寸，再依据所选定的磁芯，就可计算最大匝数了。如果选定磁芯内径为Df，绕制电感的线径为D，则该磁芯能绕下的最大匝数为Nmax：Nmax=[160×π×(Df-D)]/(360×D)（8）第四步：根据磁芯的磁导率或电感因子，估算电感。如果磁芯磁导率为μ，对应的电感因子为AL，单位为：nH/N2，则电感可根据下式进行估算：L=Nmax2×AL/106(mH)（9）第五步：校正电感。如果上式计算的电感小于LS，则应选磁导率更大或磁芯尺寸更大的材料，重复上述过程，直到LLs为止。当然也可在磁芯维持