线性模拟调制.

模拟调制线性调制（幅度调制）非线性调制（角度调制）AM——调幅DSB——双边带调制SSB——单边带调制VSB——残留边带调制FM——调频PM——调相常见模拟调制方式线性调制的一般原理调制信号:正弦载波:A为载波幅度;ωc为载波角频率;φ0为载波初始相位（设φ0=0）。设因为所以调幅AM的原理假设调制信号m(t)的平均值为0，将其叠加一个之流偏量A0后与载波相乘，即形成调幅信号已调信号时域表示式：若m(t)为确知信号，则频谱为若m(t)为随机信号，则已调信号的频域表示必须用功率谱描述。调制器模型mtmstcosct0Attttmt0Amt载波AMstHHMAMScc0波形图由波形可以看出，当满足条件：|m(t)|A0时，其包络与调制信号波形相同，因此用包络检波法很容易恢复出原始调制信号。否则，出现“过调幅”现象。这时用包络检波将发生失真。但是，可以采用其他的解调方法，如同步检波（想干解调）。ttttmt0Amt载波AMstHHMAMScc0频谱图由频谱可以看出，AM信号的频谱由三部分组成:载频分量上边带下边带上边带的频谱结构与原调制信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。AM信号带宽：它是带有载波分量的双边带信号，带宽是基带信号带宽fH的两倍:BAM=2fHScAMPPtmAP2)(2220功率：当m(t)为确知信号时，若则式中－载波功率，－边带功率。220APc_______________________20___________________22_______________220____________________________220________2cos)(2cos)(coscos)]([)(ttmAttmtAttmAtsPccccAMAM调制效率由上述可见，AM信号的总功率包括载波功率和边带功率两部分。只有边带功率才与调制信号有关，载波分量并不携带信息。有用功率（用于传输有用信息的边带功率）占信号总功率的比例称为调制效率：当m(t)=Amcosmt时，代入上式，得到当|m(t)|max=A0时（100％调制），调制效率最高，这时max＝1/32220SAMAMmtPPAmt22()/2mmtA222222002mAMmmtAAAAmt双边带调制DSB的原理时域表示式：无直流分量A0频谱：无载频分量曲线：调制效率：100％优点：节省了载波功率缺点：不能用包络检波，需用相干检波，较复杂。ttmtscDSBcos)()()]()([21)(ccDSBMMSDSBsttttHHMDSBScc0单边带调制SSB原理双边带信号两个边带中的任意一个都包含了调制信号频谱M()的所有频谱成分，因此仅传输其中一个边带即可。这样既节省发送功率，还可节省一半传输频带，这种方式称为单边带调制。产生SSB信号的方法有两种：滤波法和相移法。滤波法及SSB信号的频域表示滤波法的原理方框图－用边带滤波器，滤除不要的边带:图中，H()为单边带滤波器的传输函数，若则可滤除下边带；若则可滤除上边带。mtDSBstct载波HSSBst1,()()0,cUSBcHH1,()()0,cLSBcHH滤波后的信号频谱保留上边带的频谱图()()SSBDSBSSHDSBScc0USBHcc0USBScc0滤波法的缺点1.滤波器很难做到具有陡峭的截止特性2.当调制信号中含有直流及低频分量时滤波法就不适用了。相移法和SSB信号的时域表示SSB信号的时域表示式设单频调制信号为载波为则DSB信号的时域表示式为若保留上边带，则有若保留下边带，则有tAtmmmcos)(ttcccos)(1()cos()2USBmCmstAt11coscossinsin22mmcmmcAtAt1()cos()2LSBmCmstAt11coscossinsin22mmcmmcAttAtttAtAttAtsmcmmcmcmmDSB)cos(21)cos(21coscos)(两式仅正负号不同将上两式合并：式中，“－”表示上边带信号，“+”表示下边带信号。希尔伯特变换：上式中Amsinmt可以看作是Amcosmt相移/2的结果。把这一相移过程称为希尔伯特变换，记为“^”，则有这样，上式可以改写为把上式推广到一般情况，则得到式中ttAttAtscmmcmmSSBsinsin21coscos21)(tAtAmmmmsinsoˆc11()coscoscossin22SSBmmcmmcstAttAttttmttmtsccSSBsin)(ˆ21cos)(21)(的希尔伯特变换是)()(ˆtmtm移相法SSB调制器方框图优点：不需要滤波器具有陡峭的截止特性。缺点：宽带相移网络难用硬件实现。SSB信号的解调SSB信号的解调和DSB一样，不能采用简单的包络检波，因为SSB信号也是抑制载波的已调信号，它的包络不能直接反映调制信号的变化，所以仍需采用相干解调。SSB信号的性能SSB信号的实现比AM、DSB要复杂，但SSB调制方式在传输信息时，不仅可节省发射功率，而且它所占用的频带宽度比AM、DSB减少了一半。它目前已成为短波通信中一种重要的调制方式。残留边带（VSB）调制原理：残留边带调制是介于SSB与DSB之间的一种折中方式它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点，又解决了SSB信号实现中的困难。在这种调制方式中，不像SSB那样完全抑制DSB信号的一个边带，而是逐渐切割，使其残留—小部分，如下图所示：Mcfcf0DSBSSBVSB调制方法：用滤波法实现残留边带调制的原理框图与滤波法SBB调制器相同。mtDSBstct载波HSSBst不过，这时图中滤波器的特性应按残留边带调制的要求来进行设计，而不再要求十分陡峭的截止特性，因而它比单边带滤波器容易制作。对残留边带滤波器特性的要求由滤波法可知，残留边带信号的频谱为为了确定上式中残留边带滤波器传输特性H()应满足的条件，我们来分析一下接收端是如何从该信号中恢复原基带信号的。()VSBDSBSSH1[())]()2ccMMHVSB信号解调器框图式中从而将代入上式得式中M(+2c)及M(-2c)是搬移到+2c和-2c处的频谱，它们可以由解调器中的低通滤波器滤除。于是，低通滤波器的输出频谱为LPFVSBstpstdst2coscctt()VSBDSBSSH)()]2()([21)()]()2([21)(ccccpHMMHMMSttstscVSBpcos)(2)()]()([)(cVSBcVSBpSSS1()()()()2dccSMHH显然，为了保证相干解调的输出无失真地恢复调制信号m(t)，上式中的传递函数必须满足式中，H－调制信号的截止角频率。上述条件的含义是：残留边带滤波器的特性H()在c处必须具有互补对称（奇对称）特性,相干解调时才能无失真地从残留边带信号中恢复所需的调制信号。残留边带滤波器的两种形式：残留上边带——右图(a)残留下边带——右图(b)1()()()()2dccSMHH()()ccHHH常数，c10.5Hc10.5(a)(b)0线性调制的一般模型滤波法模型在前几节的讨论基础上，可以归纳出滤波法线性调制的一般模型如下：按照此模型得到的输出信号时域表示式为：按照此模型得到的输出信号频域表示式为：式中，只要适当选择H()，便可以得到各种幅度调制信号。mtmstcosctht)(]cos)([)(thttmtscm)()])([21)(HMMSccm)()(thH移相法模型将上式展开，则可得到另一种形式的时域表示式，即式中上式表明，sm(t)可等效为两个互为正交调制分量的合成。由此可以得到移相法线性调制的一般模型如下：)(]cos)([)(thttmtscm()()cos()inmIcQcststtstst()()()IIsthtmt()()cosIchthtt()()()QQsthtmt()()sinQchthttmtmstcosct/2IHQHIstQst()()cos()inmIcQcststtstst()()()IIsthtmt()()cosIchthtt()()()QQsthtmt()()sinQchthtt谢谢！