调频发射系统的研究

黑龙江大学学年论文课题：调频发射系统的研究学号：20081570姓名：胡政专业：通信工程指导教师：丁树春关键词：调频，模拟锁相环，全数字调频第一章前言调频发射系统历史众所周知，调频广播广泛应用在当今的无线广播等通讯领域。调频原理虽然很长时间以来已为人们所熟知，但是直到上世纪三十年代，归功于埃德温·H·阿姆斯特朗少校对调频应用进行的大量研究，它用于广播的优点，才为人们所普遍认识。调频的优点包括具有抗天电干扰和衰落的性质，以及调频接收收机可以从两个用同一载波发射的信号中捕捉较强信号的能力。1940年，在广泛收集公众建议后，美国联邦通信委员会(FCC)建立了调频广播业务。随着调频广播的发展，公众对多通路传输立体声调频广播产生广泛兴趣，美国的多路传输立体声调频广播模式是在1961年为联邦通信委员会所接受，其立体声广播的规范仍延续至今。第二章调频系统的理论根据调制后载波瞬时相位偏移的大小，可将频率调制分为宽带调频（WBFM）与窄带调频（NBFM）。宽带与窄带调制的区分并无严格的界限，但通常认为由调频所引起的最大瞬时相位偏移远小于30°时，称为窄带调频。否则，称为宽带调频。即（3-64）1.窄带调频（NBFM）为方便起见，无妨假设正弦载波的振幅A＝1，则由式（3-63）调频信号的一般表达式，得（3-65）当式（3-64）满足，即窄带调频时，有近似式于是，式（3-65）可简化为（3-66）利用傅氏变换公式可得NBFM信号的频域表达式（3-67）将上式与AM信号的频谱进行比较，可以清楚地看出两种调制的相似性和不同之处。两者都含有一个载波和位于处的两个边带，所以它们的带宽相同，即（3-68）式中，为调制信号的带宽，为调制信号的最高频率。不同的是，NBFM的正、负频率分量分别乘了因式，且负频率分量与正频率分量反相。正是上述差别，造成了NBFM与AM的本质差别。下面讨论单频调制的特殊情况。设调制信号则NBFM信号为AM信号为它们的频谱如图3-23所示。由此而画出的矢量图见图3-24。在AM中，载波与上、下边频的合成矢量与载波同相，只发生幅度变化；而在NBFM中，由于下边频为负，因而合成矢量不与载波同相，而是存在相位偏移，当最大相位偏移满足式（3-64）时，合成矢量的幅度基本不变，这样就形成了FM信号。图3-23单音调制的AM信号与NBFM信号频谱图3-24AM与NBFM的矢量表示2.宽带调频（WBFM）当式（3-64）不满足时，调频信号为宽带调频，此时不能采用（3-66）近似式，因而宽带调频的分析变得很困难。为使问题简化，我们先研究单音调制的情况，然后把分析的结果推广到多音情况。（1）单频调制时宽带调频信号的频域表达设单频调制信号为代入式（3-63），可得单音调频信号的时域表达式（3-69）式中，为最大角频偏，记为；为调制角频率；为调频指数（3-70）它对调频波的性质有举足轻重的影响。经推导，式（3-69）可展开式成如下级数形式（3-71）式中，为第一类n阶贝塞尔函数，它是调频指数的函数。图3-25给出了随变化的关系曲线，详细数据可查阅数学手册“第一类贝塞尔函数表”。图3-25～关系曲线式（3-71）的傅氏变换即为频谱（3-72）由式（3-71）和（3-72）可知，调频信号的频谱中含有无穷多个频率分量。其载波分量幅度正比于，而围绕着的各次边频分量的幅度则正比于。(2）单频调制时的频带宽度由于调频信号的频谱包含无穷多个频率分量，因此理论上调频信号的带宽为无限宽。然而实际上各次边频幅度（正比于）随着n的增大而减小，因此只要取适当的n值，使边频分量小到可以忽略的程度，调频信号可以近似认为具有有限频谱。一个广泛用来计算调频波频带宽度的公式为（3-73）这里，为最大频率偏移。上式通常称为卡森公式。在卡森公式中，边频分量取到（+1）次，计算表明大于（+1）次的边频分量，其幅度小于未调载波幅度的10％。当1时这就是NBFM的带宽，与前面分析一致。当1时这是大指数WBFM情况，说明带宽由最大频偏决定。（3）单频调制时的功率分配根据式（3-71）可知，单音调频信号可以分解为无穷多对边频分量之和，即由帕斯瓦尔定理可知，调频信号的平均功率等于它所包含的各分量的平均功率之和，即（3-74）根据贝塞尔函数的性质，有所以（3-75）这说明，调频信号的平均功率等于未调载波的平均功率。这是因为，调频信号虽然频率在不停地变化，但振幅不变是个等幅波，而功率仅由幅度决定，与频率无关，故它的功率不变，即为（3-75）式。由式（3-74）可以看出，调频信号的功率是由载波平均功率及各次边频平均功率之和所构成。因此，可以说调频信号的功率是按的大小分配在载波及各边频上，当改变时，调频信号功率的分配也将发生变化。（4）任意限带信号调制时宽带调频信号的带宽以上的讨论是单音调频情况。对于多音或其它任意信号调制的调频波的频谱分析极其复杂。经验表明，对卡森公式做适当修改，即可得到任意限带信号调制时调频信号带宽的估算公式（3-76）这里，是调制信号的最高频率；为频偏比；是最大频率偏移。实际应用中，当时，用式（3-77）计算调频带宽更符合实际情况。第三章调频系统的的结构与实现近几年，随着MP3和短距离无线通讯市场的迅猛发展，传统的调频系统又出现大量新的应用模式，如MP3发射机，高品质无线话筒，汽车导航系统等新兴的应用，如图1．1．1。而在这些新类型应用中，小型化、低功耗和高品质的单芯片解决方案越来越受到市场的青睐。图1．1．1调频系统的新兴应用第一节传统调频方法传统的调频方法很多，大致可以归为两类【2】：一类是直接调频，另一类是间接调频。直接调频是利用调制信号电压直接控制自激振荡器振荡频率。其原理是用调制信号电压去改变振荡器的定频元件，通常这些元件是压敏元件，例如利用PN结势垒电容的电容量随外加电压而变的特性，用调制电压去控制PN结的反向电压，从而达到调频的效果。图1．1．2脉冲时延法调相电路的方框图间接调频的原理是利用频率与相位之间的微分与积分关系，首先将调制信号进行积分处理，然后以此信号对高频振荡信号进行调相。例如，采用脉冲时延移相法实现调制信号对载波的调相。其原理，如图1．1．2，是将输入载波信号变换为窄脉冲序列：，图1．1．3(a)，并将其加到锯齿波发生器上，令其产生锯齿波，如图1．1．3(b)。然后将锯齿波电压和一个可控电压叠加后加到门限检测电路上，当叠加后的电压瞬时值超过门限电压时，如图1．1．3(c)f-j限检测电路就产生一个电压跳变，去触发脉冲发生器产生如图1．1．3(d)的脉冲。由5图可见，调节可控电压“的大小可以改变输出脉冲U。的时延时间(L～L)，如果锯齿波有良好的线性，则时延与可控电压H之间的关系也是线性的。采用调相方法，最大相位偏移受到非线性限制，因此需要多次倍频与下变频处理，才能得到所需的最大线性频偏。以上两种方法各有优缺点，其中直接调频时的频率稳定性差，方法简单，而间接调频时载频的稳定性较高，但是不容易得到大的频偏。尽管后者广泛用于电台的广播发射机中，但是其结构异常复杂，功耗巨大，不适合新兴的高品质便携式产品的要求。对调频器的主要要求是：频率偏移大，且与调制信号保持良好的线性关系，频率稳定性以及频率分辨率(信噪比)高。图1．1．3脉冲时延调相电路工作波形图第二节基于模拟锁相环的调制以日本ROHM公司为代表的芯片制造商，根据市场需求，采用模拟锁相环的调制方式，如图1．1．4，开发完成了诸如BHl417，BHl41813J等系列芯片。该类型芯片具有结构简单，频率稳定等特点成为目前市场的主导产品。图1．1．4BHl417等采用传统模拟调制方式的调频发射机模拟锁相环调频方式是将模拟音源信号进行隔直电容处理后，送入压控振荡器模块(VCO)，通过压控振荡器对载波进行调制，产生调频信号发射。载波的频率受到由鉴频鉴相器(PFD)，电荷泵(cP)，低通滤波器(IJPF)，压控振荡器，环路分频器组成的锁相环电路控制。尽管它属于直接调频的范畴，但是由于其采用锁相环路锁定载波，且环路带宽很窄，所以载波的频率得以准确控制。不过这种调频方案也存在明显的缺陷：1．不能对数字音频信号进行直接调频。2．失真度差，通常为l％。3．由于环路带宽窄，VC0的相位噪声无法得到有效抑制，因此调频发射机的信噪比(SNR)较低，通常只有45～55dB。4．不能准确控制调频发射机的频偏。针对模拟锁相环调频发射方案的以上问题，全数字调频发射方案成为新的研究热点。第三节基于全数字调频发射现有的数字方案大多采用DDFS(DirectDigitalFrequencySynthesis)方案，如图1．1．5，数字音频的幅度信号首先被转换成频率信号，然后通过累加器积分形成瞬时的数字相位信息妒，并利用查找表(LUT)转换成数字幅度信号口，最终依靠DAC将a转换成模拟信号发射。图1．1-5采用DDFS方案实现的数字调频发射机的结构该数字方案可以有效的改善调频发射机的性能，其失真度低于0．1％，可以对调频信号的瞬时频偏进行精确控制。当累加器的字长为32bit，参考时钟为80MHz时，输出频率L可以在0～40Ml-Iz的频率范围内，达到0．019Hz的频率分辨精度。为了达到88MHz～108MI-Iz的频率发射范围，仍需要进行倍频或上变频处理。尽管采用DDFS的数字调频方案在性能上远远超越传统的模拟调频方案，但是，由于其需要复杂的DSP处理算法，以及高速的DAC模块，导致其价格昂贵，功耗高，因此在便携式调频发射系统中很少被采用。第四章结论综上所述，传统的调频方案不能满足高品质便携式产品的要求，采用模拟锁相环调制的方案具有低成本，低功耗的优势，而采用DDFS方案的数字调频方案具有高性能的优势，因此，如何利用低成本，低功耗的方案达到或超越数字调频的相应性能，必将成为研究和市场的热点。目前本论文不再做此研究。参考文献【1】于洪珍通信电子电路清华大学出版社2005【2】樊昌信通信原理国防大学出版社2006