第5章-基带传输.

第2-1页通信原理第2-2页第五章数字基带传输系统5.1数字基带信号15.2数字基带信号的功率谱25.3二数字基带传输与码间串扰35.4无码间串扰系统的时域特性45.5无码间串扰系统的频域特性55.6基带系统的抗噪性能65.7眼图7第2-3页概述数字基带信号：未经调制的数字信号，它所占据的频谱是从零频或零频附近开始的。数字基带传输系统：不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统，常用于传输距离不太远的情况下。数字带通传输系统：包括调制和解调过程的传输系统。研究数字基带传输系统的原因：近程数据通信系统中广泛采用基带传输方式也有迅速发展的趋势基带传输中包含带通传输的许多基本问题任何一个采用线性调制的带通传输系统，可以等效为一个基带传输系统来研究。3第五章数字基带传输系统第2-4页基带传输中对基带信号的主要要求:对代码的要求：原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；对所选码型的电波形要求：电波形应适合于基带系统的传输。前者属于传输码型的选择，后者是基带脉冲的选择。这是两个既独立又有联系的问题。45.1数字基带信号第2-5页5.1.1码型设计原则不含直流，且低频分量尽量少；应含有丰富的定时信息，以便于从接收码流中提取定时信号；不受信息源统计特性的影响，即能适应于信息源的变化；功率谱主瓣宽度窄，以节省传输频带；具有内在的检错能力，即码型应具有一定规律性，以便利用这一规律性进行宏观监测。编译码简单，以降低通信延时和成本。满足或部分满足以上特性的传输码型种类很多，本节将介绍目前常用的几种。55.1数字基带信号第2-6页单极性不归零（NRZ）波形：波形如图5.1(a)所示。该波形的特点是脉冲极性单一，有直流分量，电脉冲之间无间隔；同步信息包含在电平的转换中，出现连0时没有位同步信息。有直流分量，因而不适应有交流耦合的远距离传输，只适用于计算机内部或极近距离的传输。双极性不归零（NRZ）波形：波形如图5.1(b)所示。当“1”和“0”等概出现时无直流分量，有利于在信道中传输；在接收端恢复信号的判决电平为零值，故不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。（广泛应用）65.1数字基带信号5.1.2数字基带信号的波形第2-7页75.1数字基带信号01101010+E（a）-E+E（b）（c）+E0（d）+E-E0（e）（f）10011100101100+3E+E-E-3E（g）+E+E-E-E图5.1数字基带信号波形第2-8页单极性归零(RZ)波形：波形如图5.1(c)所示。每个电脉冲在一个码元终止时刻前总要回到零电平。通常，归零波形使用半占空比，即占空比为50%。从单极性RZ波形可以直接提取定时信息（码元间隔明显）。与归零波形相对应，上面的单极性波形和双极性波形属于非归零(NRZ)波形，其占空比等于100％。双极性归零(RZ)波形：波形如图5.1(d)所示。兼有双极性和归零波形的特点。使得接收端很容易识别出每个码元的起止时刻，便于同步。85.1数字基带信号第2-9页差分波形：用相邻码元的电平的跳变和不变来表示消息代码。若用电平跳变表示“1”，电平不变表示“0”，则称为“1”差分码，如图5.1(d)所示；若用电平跳变表示“0”，电平不变表示“1”，则称为“0”差分码，如图5.1(e)所示。它也称相对码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响。多电平波形：可以提高频带利用率。图5.1(g)给出了一个四电平波形。95.1数字基带信号第2-10页5.1.3基带传输的传输码型AMI码：传号交替反转码编码规则：将消息码的“1”(传号)交替地变换为“+1”和“-1”，而“0”(空号)保持不变。例：消息码：01011001110011AMI码：0+10-1+100-1+1-100+1-1AMI码对应的波形是具有正、负、零三种电平的脉冲序列。105.1数字基带信号第2-11页AMI码的优点：没有直流成分，且高、低频分量少，信号能量集中在频率的1/2码速处；编译码电路简单，且可利用传号极性交替这一规律观察误码情况；如果它是AMI-RZ波形，接收后只要全波整流，就可变为单极性RZ波形，从中可以提取位定时分量AMI码的缺点：当原信码出现长连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB码。115.1数字基带信号第2-12页HDB3码：3阶高密度双极性码它是AMI码的一种改进型，改进目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使连“0”个数不超过3个。编码规则：（1）检查消息码中“0”的个数。当连“0”数目小于等于3时，HDB3码与AMI码一样，+1与-1交替；（2）连“0”数目超过3时，将每4个连“0”化作一小节，定义为B00V，称为破坏节，其中V称为破坏脉冲，而B称为调节脉冲；（3）V与前一个相邻的非“0”脉冲的极性相同(这破坏了极性交替的规则，所以V称为破坏脉冲)，并且要求相邻的V码之间极性必须交替。V的取值为+1或-1；125.1数字基带信号第2-13页（4）B的取值可选0、+1或-1，以使V同时满足（3）中的两个要求；（5）V码后面的传号码极性也要交替。例：其中的V脉冲和B脉冲与1脉冲波形相同，用V或B符号表示的目的是为了示意该非“0”码是由原信码的“0”变换而来的。135.1数字基带信号AMI码：HDB3码：消息码：100001100000101+1000+V-1+1-B00-V0+10-1+10000-1+100000-10+1第2-14页HDB3码的译码：HDB3码的编码虽然比较复杂，但译码却比较简单。从上述编码规则看出，每一个破坏脉冲V总是与前一非“0”脉冲同极性(包括B在内)。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连“0”符号，从而恢复4个连“0”码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。145.1数字基带信号第2-15页双相码：又称曼彻斯特（Manchester）码用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。“0”码用“01”两位码表示，“1”码用“10”两位码表示例：消息码：1100101双相码：10100101100110优缺点：双相码波形是一种双极性NRZ波形，只有极性相反的两个电平。它在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富的位定时信息，且没有直流分量，编码过程也简单。缺点是占用带宽加倍，使频带利用率降低。155.1数字基带信号第2-16页密勒码：又称延迟调制码编码规则：“1”码用码元中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示。“0”码有两种情况：单个“0”时，在码元持续时间内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变。连“0”时，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即00”与“11”交替。波形如图5.2(a)所示。165.1数字基带信号第2-17页175.1数字基带信号消息码：1100101(a)密勒码(b)CMI码A-A0A-A0tt图5.2Miller码和CMI码的波形第2-18页CMI码：CMI码是传号反转码的简称。编码规则：“1”码交替用“11”和“00”两位码表示；“0”码固定地用“01”表示。波形如图5.2(b)所示：CMI码易于实现，含有丰富的定时信息。此外，由于10为禁用码组，不会出现3个以上的连码，这个规律可用来宏观检错。被ITU－T推荐为PCM高次群采用的接口码型，在速率低于8.448Mb/s的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型。185.1数字基带信号第2-19页块编码：块编码的形式：有nBmB码，nBmT码等。nBmB码：把原信息码流的n位二进制码分为一组，并置换成m位二进制码的新码组，其中mn。由于，新码组可能有2m种组合，故多出(2m-2n)种组合。在2m种组合中，以某种方式选择有利码组作为可用码组，其余作为禁用码组，以获得好的编码性能。例如，在4B5B编码中，用5位的编码代替4位的编码，对于4位分组，只有24=16种不同的组合，对于5位分组，则有25=32种不同的组合。为了实现同步，我们可以按照不超过一个前导“0”和两个后缀“0”的方式选用码组，其余为禁用码组。这样，如果接收端出现了禁用码组，则表明传输过程中出现误码，从而提高了系统的检错能力。双相码、密勒码和CMI码都可看作lB2B码。优缺点：提供了良好的同步和检错功能，但带宽增大。195.1数字基带信号第2-20页nBmT码：将n个二进制码变换成m个三进制码的新码组，且mn。例：4B3T码，它把4个二进制码变换成3个三进制码。显然，在相同的码速率下，4B3T码的信息容量大于1B1T，因而可提高频带利用率。4B3T码适用于较高速率的数据传输系统，如高次群同轴电缆传输系统。205.1数字基带信号第2-21页数字基带信号是一个随机的脉冲序列信号，随机信号的频谱特性必须用功率谱密度来描述。通过计算数字基带信号的功率谱密度，可以：(1)确定信号占据的频带宽度，根据其频谱特性设计相匹配的信道，或者说根据信道的传输特性来选择合适的信号形式或码型；（2）明确序列中是否包含有直流分量、位定时分量，以便确定是否可以直接从序列中提取定时信息。215.2数字基带信号的功率谱第2-22页下面将从随机过程功率谱的原始定义出发，求出数字随机序列的功率谱公式。随机脉冲序列的表示式设一个二进制的随机脉冲序列如图5.3所示：225.2数字基带信号的功率谱2(2)sgtTto1(2)sgtT()st32sT32sTsT图5.3二进制随机脉冲序列的波形第2-23页Ts：码元宽度g1(t)和g2(t)：分别表示消息码“0”和“1”，为任意波形。设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和(1-P)，且认为它们的出现是统计独立的，则该序列可表示为式中23()()nnstst12(),()(1)SnSgtnTPstgtnTP以概率出现（），以概率出现5.2数字基带信号的功率谱第2-24页为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。所谓稳态波，即随机序列s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现g1(t)和g2(t)的概率加权平均，因此可表示成由于v(t)在每个码元内的统计平均波形相同，故v(t)是以Ts为周期的周期信号。2412()[()(1)()]()ssnnnvtPgtnTPgtnTvt5.2数字基带信号的功率谱第2-25页交变波u(t)是s(t)与v(t)之差，即于是式中，或写成其中显然，u(t)是一个随机脉冲序列。25()()()utstvt()()nnutut1121221212()()(1)()(1)[()()],()()()(1)()[()()],(1)sssssnsssssgtnTPgtnTPgtnTPgtnTgtnTPutgtnTPgtnTPgtnTPgtnTgtnTP以概率以概率12()[()()]nnssutagtnTgtnT1,,(1)nPPaPP以概率以概率5.2数字基带信号的功率谱第2-26页（1）v(t)的功率谱密度Pv(f)由于v(t)是以Ts为周期的周期信号，故可以展成傅里叶级数式中由于在（-Ts/2，Ts/2）范围内，所以2612()[()(1)()]ssnvtPgtnTPgtnT2()SjmftmmvtCe2221()sSsTjmftTmsCvtedtT12()()(1)()vtPgtPgt221221[()(1)()]sSsTjmftTmsCPgtPgtedtT5.2数字基带信号的功率谱第2-27页又由于只存在于（-Ts/2，Ts/2）范围内，所以上式的