科创-低温电力电子

1一面向MOSFET开关器件的低温性能测试平台1)研究目标本项目旨在开发一套面向MOSFET开关器件的低温性能测试平台，并依此设计基于低温电力电子技术的低温直流斩波器实用电路方案，为具有高效、节能的电力电子技术奠定一定的实验基础和技术参考。2)研究内容a)以英飞凌公司生产的最新MOSFET产品为研究对象，开发一套低温性能测试平台，对低温电力电子技术进行相关实验验证。b)根据实验测试获得的低温性能规律，设计基于低温电力电子的低温直流斩波器实用电路方案。3)研究方案a)如图1所示，低温性能测试平台核心部件包括：MOSFET测试架，MOSFET开关驱动电路，测试电源，温度测量仪，数字万用表，LabVIEW测量和控制软件，等。其中，MOSFET测试架将实现连续调节MOSFET表面的环境温度的目的，从而实现测试在不同的环境温度下的MOSFET开关性能。b)低温直流斩波器实用电路方案包括：升压电路，降压电路，升降压电路(极性反转)，升降压电路(极性不变)。以上四种电路方案的本质为引入低温MOSFET来代替常规直流斩波器的二极管，并利用数字化控制方案，以实现更高的运行效率。电流源电压源驱动器Vin1Vin2Vout1Vout1Vout2Vout2MOSFETLabVIEW测控平台电压表测温仪计算机热电偶图1MOSFET低温性能测试平台的原理框图4)拟解决的关键问题解决在连续调节MOSFET环境温度的同时，实时监测MOSFET导通电阻的精确测量问题。2二基于低温MOSFET的低温直流斩波器实用电路方案1传统升降压型直流斩波器的缺陷分析受到自身结构材料和PN结构特征的影响，功率二极管存在一个固定的导通电压降。在功率二极管两端施加电压时，当实际电压达到一个固定导通电压降Ud时，功率二极管才开始导通，并产生相应的工作电流I。由于功率二极管通常工作于大电流状态，在电流值达到额定电流时，其工作电压降一般在1.0-2.0V之间。如图1所示，功率二极管的工作电流和工作电压的相互关系如下：U=Ud+I×Rd，其中，Rd为功率二极管的等效导通电阻。与功率二极管的导通特性不同的是，MOSFET仅仅存在一个导通电阻Rm，其工作电流和工作电压的相互关系如下：U=I×Rm。这样，如果MOSFET的实际导通电阻足够小，其导通损耗功率将会远远小于功率二极管。IopUdUIU2U1图1MOSFET及二极管的电压-电流关系曲线如图2所示，以英飞凌公司生产的N沟道MOSFET管IPB009N03L的工作电流100A为例，其自带的二极管的功率损耗约为200W，而可控功率开关管MOSFET的等效通态电阻已达到1mΩ级别，其通态功率损耗约为10W。因此，在低压大电流工作场合的前提下，采用MOSFET代替功率二极管可以在很大程度上减小电感充放电的功率损耗，提高整个系统的运行效率。0204060801000246810Iop[A]Ploss[W]MOSFETDiode图2MOSFET及其反向续流二极管的运行损耗功率曲线2新型升降压型直流斩波器的电路改进如图3所示，新型升降压型斩波器主要包括2只MOSFETS1、S2，1只二极管D2，能量缓冲电感器L，能量缓冲电容C，负载电阻R。与传统斩波器不同的是，其在二极管D2的两端，新增了一个并联的MOSFET。利用MOSFET的低导通损耗特性，可以大大降低整个电路的运行损耗。需要说明的是，N沟道的MOSFET具有双向电流流通特性，可以通过正向或反向工作电流。3其基本电路运行原理如下：1)当S1闭合时，电源U通过S1，与能量缓冲电感器L形成闭合充电回路，电感电流I(t)上升，如图4所示；2)当S1断开时，能量缓冲电感器L通过D2，与能量缓冲电容C及负载电阻R形成闭合放电回路，电感电流下降，负载电压上升，如图5所示；3)经过一个短暂的时间延迟后，再闭合S2，从而使能量缓冲电感器L通过S2，与能量缓冲电容C及负载电阻R形成闭合放电回路，电感电流下降，负载电压上升，如图6所示；4)当负载电压U(t)上升至设定的参考值Uref时，S2断开，能量缓冲电感器L再次通过D2，与能量缓冲电容C及负载电阻R形成闭合放电回路，电感电流下降，负载电压上升，如图5所示；5)经过一个短暂的时间延迟后，S1重新闭合，电源U通过S1，与能量缓冲电感器L形成闭合充电回路，电感电流I(t)上升，如图4所示。ULCRS1S2D2图3改进后的升降压型直流斩波器ULCRS1S2D2图4能量缓冲电感器在充电运行状态时的电路图ULCRS1S2D2图5能量缓冲电感器在放电运行暂态时的电路图4ULCRS1S2D2图6能量缓冲电感器在放电运行稳态时的电路图图7和图8分别给出了整个运行过程中的负载电压波形图和电感电流波形图。如此反复，则可以将负载电压U(t)维持在设定的电压范围Ud-Up内，实现从固定电压的电源至负载电阻的升降压直流电能变换。需要指出的是：在t2时刻至t22时刻之间的时间区域，即是电感器L通过二极管D2与缓冲电容C、负载电阻R形成放电回路的暂时运行状态。UpUrefUdt0t2t3t1tUt22图7负载电压波形图IpIrefIdt0t2t3t1tIt22图8电感电流波形图为实现对上述两个MOSFET进行控制，实现电感能量存储与释放，本文采用数字化方案定义不同系统工作状态。引入一种把升降压型直流斩波电路“数字化”的概念，用以简化分析电路工作流程，可为高效、高稳定性的控制奠定了一定基础。以“0”和“1”表示2个功率开关的逻辑状态，“00-11”为S1-S2的逻辑状态组合。表1给出了系统运行状态及对应的数字化控制状态。具体流程如下：(1)从复位状态（00）到充电状态（10）：“00→10”，闭合S1，电源U、S1和L形成充电回路；5(2)从充电状态（10）到放电状态暂态（00）：“10→00”，断开S1，负载R、D2和L形成放电回路；(3)从放电状态暂态（00）到放电状态稳态（01）：“00→01”，闭合S2，负载R、S2和L形成放电回路；(4)从放电状态稳态（01）到放电状态暂态（00）：“01→00”，断开S2，负载R、D2和L形成放电回路；(5)从放电状态暂态（00）到充电状态（10）：“00→10”，闭合S1，电源U、S1和L形成充电回路。表1系统运行状态及对应的数字化控制状态系统运行状态S1开关S2开关数字化状态初始状态断开断开00电感充电状态闭合断开10电感放电暂态断开断开00电感放电稳态断开闭合01图9给出了数字化控制状态切换图。利用放电状态暂态（00）的短暂的过渡运行状态，在电感充电状态和电感放电状态之间加入了一个“死区时间”的时间段。这样，数字化控制方案就不会出现两个MOSFET出现全部导通的情况，从而避免了电源出现短路的安全隐患。0000011000“S1S2”图9数字化控制状态切换图