第6章(6.4)RAKE接收机(解调器)

16.4在频率选择性慢衰落信道中数字信号传输（课本14.5节）6.4.1信道模型当发送信号参数(W,T)满足以下条件时：(),cmWfTT或－频率选择性衰落(会引起ISI)(),cdTtWB或－慢衰落信道为频率选择性慢衰落信道。1）在时延域是不相关信道，不相关就是独立信道，可以产生分集。2）在频域，该信道按带宽()cf可划分为()mcWWTf个相互独立(注:相关系数大约在0.7左右就可以用来分集了)的瑞利衰落信道。在时延域仍然是不相关信道，不相关就是独立信道，可以产生分集。3）为了产生独立信道，一个重要的方法就是扩谱，使得()cWf。一个重要的例子就是CDMA（或者DSSS:DirectSequenceSpreadSpectrum）。4）分集在时延域进行就成为Rake接收机，因为接收机的形状如同欧洲古代农民打草用的Rake。根据()1/mmcWTWTfW，建立信道模型如下：图14－5－1在时延域，该信道是抽头数为1/1()mTW的抽头延迟线。2抽头数：1mLTW，抽头系数：()()()kjtkkctte，共L个独立衰落的信道，供分集之用。所谓不相关（UC）衰落信道。这正是时延域不相关信道的应用。()kt服从瑞利分布，()kt均匀分布。{()kct}，1,2,...,kL，为相互统计独立(时延域相距为1/W基本上可以看做独立了)的复高斯信道系数。注：由于时延域和频率域是一对变换域，故Rake接收机可以看做是频域分集在时延域的实现。6.4.2RAKE接收机（解调器）－（课本14.5.2节）设宽带二进制发送信号(复包络)12{(),()}llstst由伪随机序列产生，且等概、等能量：①双极性PSK，②正交FSK一、Rake接收机结构（例中为二元信号）（延迟参考配置，图14-5-2；也可采用延时接收信号配置，图14-5-3）条件：利用伪随机序列进行扩谱，产生频率选择性；利用PN序列抗路径间干扰和多用户干扰；具有正交性(CDMA就属于这种情况)。例如某用户分配的扩谱PN序列为{1,1}:1,2,,kkNb。则扩谱后的基带波形（又称为签名波形signaturewaveform）为1()()Nlckktgtsb，()cgt为码片波形。对于PSK的扩谱：11()()Nlckktgtsb，211()()()Nlclkktgttsbs。对于QPSK的扩谱：11()(1)()Nlckktjgtsb，21()(1)()Nlckktjgtsb，31()(1)()Nlckktjgtsb，341()(1)()Nlckktjgtsb。以下为二进制（PSK）Rake接收机框图：)(trl)(*2tsl)(*1tsl1/W)(*1tc)(*tcL………………1/W1/W1/W1/W)(*tcL)(*1tc1/W1/W1/WU1=Re[]U2=Re[]Tbdt0)(Tbdt0)(判决器图14-5-2RAKE接收机采用两组同样的抽头延迟线来产生{(/)listkW,i=1,2}参考信号，用来从接收信号()lrt中分离出信道各多径分支的二进制衰落信号，以便进行分集合并。分集支路的加权因子*()kjkkcte中的k和k两个参数由信道估计器获得（注：信道必须辨识才能实现MRC），然后通过乘法器为分集支路提供分集增益和相位补偿。积分器用来进行相关运算，累加器起合并作用。积分器的输出即为最大比率合并后的判决变量1U和2U，通过判决器判决得到当前基带数据比特的判决值。4二、判决变量0*1Re()(/),1,2TlmLmkklrtstkWdtUcm（14-5-13）假设发送1()lst，接收：11()(/)()LnllnrtcstnWzt，（0tT），（14-5-14）代入mU式中，00**1111Re(/)(/)()(/)+Re,1,2TTllmlmLLmnknkLkkstnWstkWdtztstkWdtUcccm（14-5-15）通常，宽带信号1()lst和2()lst是由伪随机序列(PN序列)产生，具有正交性(CDMA就属于这种情况)，即*0(/)(/)0,2,TlilistnWstkWdtknEkn(1,2i)（14-5-16）1、当二进制信号为双极性信号（PSK），只须一个判决变量，式（14-5-15）可简化为2211111Re22LLLLkkkkkkrkkkkUENEN（14-5-18）此式与L阶分集的正交PSK最大比合并器输出判决变量式相同。注：这时有12()()llstst，故0*11211Re(/)(/)TllLLnknkstnWstkWdtUcc10*11()(/)Re=TlLkkztstkWdtcU2、当二进制信号为正交信号（如相干检测的正交FSK信号）,则有521111Re2LLkkkkkUEN221ReLkkkUN此式与L阶分集的正交FSK最大比合并器输出判决变量式相同。结论：RAKE接收机等效于L阶分集系统中最大比合并器，它是一种基于信号正交性和频率分集技术的最佳接收机。RAKE接收机的基本原理：在接收机中利用扩频码PN序列的正交性从接收信号（信道模型多径分支的合成信号）中分离出信道各个多径分支输出的衰落信号，然后分别对各个分支按最大比合并进行处理（即相移补偿、加权和合并），从而实现时延域的分集因(频率和时延是傅里叶变换对）。注：Rake接收机不但适合于单用户而且适用于多用户（CDMA）当二进制信号为双极性信号（PSK+CDMA）时，我们有()()12()()ppllstst，1,2,,pP，共有P个用户。每一个用户分配一个独特的PN序列（签名序列：例如Gold序列），PN序列的设计使得”双正交”:()()*0(/)(/)0,else2,andTpqlilistnWstlWdtElnpq接收信号为()()11,1,2()(/)()PppnlmpLlnmrtcstnWzt不失一般性如果只对用户1的信号进行接收，则Rake接收机的输出判决变量为：6010()(1)*(1)*(1)()11(1)1Re(/)(/)()(/)+RePTpTplnlmlmLLpmnkknLkkstnWstkWdtztstkWdtUccc00(1)(1)*(1)*(1)(1)11(1)1Re(/)(/)()(/)+ReTTlnlmlmLLnkknLkkstnWstkWdtztstkWdtccc可见多用户干扰已经完全消除。假设发送(1)1()lst，则(1)2(1)(1)2(1)11111Re22LLLLkkkkkkrkkkkUENEN其中我们定义了(1)(1)(1)*()kkjkcte。这时有(1)(1)12()()llstst，故12UU。此式与L阶分集的正交PSK最大比合并器输出判决变量式相同。6.5.3频选信道模型及RAKE接收机的应用－(参考课本14.5.2)在实际系统中，基带二进制数据速率（比特率）rb=1/Tb，有两种可能情况使多径衰落信道呈现频率选择性慢衰落：一种是对窄带低速数据，一种是对宽带高速数据。1.对窄带基带信号——无符号间干扰信道的二进制信号RAKE接收机分析：这种情况下，如采用一般的数字调制方式，信道呈现频率非选择性慢衰落。若采用扩频数字调制方式，可获得频率分集的好处。扩频后，信道呈现频率选择性慢衰落，信道信道L个分支抽头上的信号，都是在当前基带数据比特间隔bT内，只含有当前数据比特的信息（不存在符号间干扰）。这样，可以采用7基于频率分集的RAKE接收机实现最佳接收。(窄带)基带信号(窄带)基带信号2.对宽带基带信号——有符号间干扰信道的二进制信号RAKE接收机分析：这种情况是基带数据速率很高（带宽很宽），不满足mbTT条件，也可能(())mcbTTWf或，，这时信道对基带数据会产生符号间干扰，信道呈现频率选择性慢衰落。这种情况与第一种情况的区别主要是信道产生了符号间干扰。信道L个分支抽头上的信号，不仅包含当前基带数据比特的信息，而且还含有先前和后续基带数据比特的信息即符号间干扰。RAKE解调器对接收信号的分集合并处理作用只是提高了接收平均信噪比，并不能消除符号间干扰。因此，RAKE解调输出的基带数据信号还必须通过自适应均衡器来消除符号间干扰，然后进行判决。这种情况的RAKE接收机组成原理框图如图所示。本章结束语：1、第3类（“时选”）和第4类（“双选”）衰落信道模型更为复杂，对这两类信道的最佳接收是目前研究的课题。2、室内无线信道，多径扩展和多普勒扩展都很小，适合高速无线数据传输。一般数字调制非“频选”信道接收机（无分集）一般数字调制“频选”信道RAKE接收机（频率分集）扩频调制8应用：如WLAN，HIPERLAN，Bluetooth等。3、采用信道编码可改善多径衰落信道下的系统性能（14.6节）。4、采用多天线（发、收）可实现空间分集（14.7节），在多天线系统中采用空时编码可进一步改善系统的性能，这是当前无线通信研究的热点。