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一总体方案设计级总体框图1、1总体方案设计根据任务湖中的，本次设计的是dcdc降压变换器。DC-DC变换器有两类：一类由两级电路组成DC-AC-DC变换，第一级为逆变，实现DC-AC变换，第二级为整流，实现AC-DC变换。另一类变换器由晶体管和二极管开关组合成PWM开关，将输入直流电压斩波后，再经滤波后输出。由于第一类比较复杂，方针起来比较麻烦。第二类简单方便，比较贴合课本中的知识。第二类dcdc降压电路有以下几种：BUCKPWM变换器在CCM下的工作原理（如图2-2）：一个开关周期内，开关晶体管的开，关过程将直流输入电压斩波，形成脉宽为onT的方波脉冲（onT为开关管导通时间）。当开关晶体管导通时，二极管关断，输入端直流电流电源Vi将功率传送到负载，并使用电感储能（电感电流上升）：当开关晶体管关断时，二极管导通，续流，电感储能向负载释放（电感电流下降）。一个开关周期内，电感电流的平均值等于负载电流OI（忽略滤波电容C的ESR）。根据原理和电路拓扑可以推导出工作在CCM下的DC-DCPWM变换器的输出-输入电压变换比:DViVo（2-1）占空比D总是小于1的，所以BUCK变换器是一种降压变换器。升降压型BUCK-BOOST技术图2-4升降压反极性（BUCK-BOOST）变换器电路拓扑如图2-4所示，极性反转型（BUCK-BOOST）变换器主电路如用元器件与BUCK，BOOST变换器相同，由开关管，储能电感，整流二极管及滤波电容等元器件组成。这种电路具有BUCK变换器降压和BOOST变换器升压的双重作用。升压还是降压取决与PWM驱动脉冲的占空比D。虽然输入与输出共用一个连接端，但输出电压的极性与输入电压是相反的，故称为降压反极性变换器。，根据我们的设计要求，是要求把12-18V的直流电压转换到5V的直流电压，那么分析后可得降压型BUCK转换技术最适合这次设计。1、2总体框图设计二转换器工作原理级器件选型2.1转换器工作原理整个系统由输入端和反馈端两个硬件平台共同构成，在输入端和反馈端之间，电信号经由电流控制模块进行分析处理，从而电信号的改变和稳定。在输入端和反馈端都有一系列的外围协助电路，以便保障整个DC-DC转换系统的稳定准确有效的运行。3.1.2系统工作过程整个系统的工作过程是：输入一个30~60V的直流电压，经过滤波和稳压后供给电流控制芯片，经作用后会通过一个MOS管输出一个电压，经滤波处理后又反馈给电流控制芯片，同时从输出端反馈回一个电流，通过电流控制芯片对反馈信号的作用，判断输出电压是否满足设计要求，通过电流控制芯片自身的作用及时的调节信号使得输出稳定有效。最终实现设计要求得到一个改变的，稳定的电信号。13宽。同相输入在内部偏置于2.5v而不经管脚引出。误差放大器输出（管脚1）用于外部回路补偿。输出电压因两个二极管压降而失调。并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分。这将在管脚1处于其最低状态时（OlV），保证在输出（管脚6）不出现驱动脉冲，这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或者软启动过程的开始。最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流（0.5MA）和到达比较的1.0V箝位电平所需的输出电压（OHV）：VVRf（3-1）电流取样比较器和脉宽调制锁存器：输出开关的导通由振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大器输出/补偿（管脚1）建立的门限电平时中止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流所用的电流取样比较器脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的，以地为参考取样电阻sR转换成电压。此电流取样输入（管脚3）监视与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制。欠压锁定：采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。正电源端（ccV）和参考输出（refV）各自由分离的比较器监视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。输出：这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来直接驱动功率MOSFET的，在1.0nF负载时，它能提供达+/-1.0A的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升，下降时间。还附加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使外部的下拉电阻不再需要。参考电压：5.0V带隙参考电压在jT=25C时调整误差至+/-2.0%,它首要的目的是为振荡器定式电容提供充电电流。参考部分具有短路保护功能并能向附加控制电路供电提供超过20mA的电流。3.2.2MOS开关管的选取及介绍MOS管作为开关元件，同样是工作在截止或导通两种状态。由于MOS管是电压控制元件，所以主要由栅源电压GSU决定其工作状态。图3.4(a)为由NMOS增强型管构成的开关电路。14图3.4NMOS管构成的开关电路及其等效电路工作特性如下：（1）uGS＜开启电压UT：MOS管工作在截止区，漏源电流iDS基本为0，输出电压uDS≈UDD，MOS管处于断开状态，其等效电路如图3.8(b)所示。（2）uGS＞开启电压UT：MOS管工作在导通区，漏源电流iDS=UDD/(RD+rDS)。其中，rDS为MOS管导通时的漏源电阻。输出电压UDS=UDD·rDS/(RD+rDS),如果rDS＜＜RD，则uDS≈0V，MOS管处于接通状态，其等效电路如图3.8(c)所示。动态特性：MOS管在导通与截止两种状态发生转换时同样存在过渡过程，但其动态特性主要取决于与电路有关的杂散电容充、放电所需的时间，而管子本身导通和截止时电荷积累和消散的时间是很小的。图3.9分别给出了一个NMOS管组成的电路及其动态特性示意图。图3.5NMOS管动态特性示意图当输入电压ui由高变低，MOS管由导通状态转换为截止状态时，电源UDD通过RD向杂散电容CL充电，充电时间常数τ1=RDCL。所以，输出电压uo要通15过一定延时才由低电平变为高电平；当输入电压ui由低变高，MOS管由截止状态转换为导通状态时，杂散电容CL上的电荷通过rDS进行放电，其放电时间常数τ2≈rDSCL。可见，输出电压Uo也要经过一定延时才能转变成低电平。但因为rDS比RD小得多，所以，由截止到导通的转换时间比由导通到截止的转换时间要短由于MOS管导通时的漏源电阻rDS比晶体三极管的饱和电阻rCES要大得多，漏极外接电阻RD也比晶体管集电极电阻RC大，所以，MOS管的充、放电时间较长，使MOS管的开关速度比晶体三极管的开关速度低。不过，在CMOS电路中，由于充电电路和放电电路都是低阻电路，因此，其充、放电过程都比较快，从而使CMOS电路有较高的开关速度。所以结合以上的内容和DC-DC转换系统的设计原理，我们在对功率MOSFET开关的选取主要应该遵循以下的原则：（1）选择耐压即D-S之间的关断电压，我们设计的电路中电压是从30-60V，则我们所选取的MOSFETD-S之间的关断电压应大于60V。（2）选择大电流的MOSFET，因为本系统所设计的额定电流是10A，但实际在MOSFET的工作过程中由于关断，导通所引起的电流实际上是大于10A，所以我们所选取的MOSFETD-S之间的导通电流应大于10A。（3）选取导通电阻比较小的MOSFET，降低导通损耗。综上，我们选取了功率MOSFETSPN75NF75,其相关参数如下表第4章DC-DC转换器电路设计根据DC-DC转换器系统的一般结构和本系统设计方案所选用芯片的具体特点，本系统的硬件设计可分为三个部分：电源电流取样模块，电流控制芯片外围模块，开关MOSFET驱动模块。4.1整个DC-DC转换系统的工作过程和实现原理如上，整个系统的总体结构差不多就是这样，在介绍了整个系统的结构框架图后，我们再从原理和工作过程上介绍一下，这个DC-DC转化系统是怎么实现转换的。其实，从最简单的降压BUCK原理来讲，要实现从30-60V的直流电压转换到12V的直流稳定电压，就归功于一个公式：DViVo（4-1）即DC-DCPWM转换器的输出-输入变换比。基本出发点是：稳态下，DC-DCPWM转换器一个开关周期内，开关晶体管在导通时间内和关断时间内的伏秒面积平衡，即一个开关周期内电感承受的电压对时间的积分为零：00L（4-2）式中：LV-电感承受的电压T-开关周期:，f-开关频率；ont，offt-一个开关周期内开关管的导通时间和管段时间。占空比：Tt，以BUCK变换器为例，有：OL时，时~;,~0iV和oV分别为BUCKPWM变换器的输入电压和输出电压。由式（4-1），有：或（4-3）故得工作在CCM模式的BUCKPWM变换器输出-输入电压变换比DViVo（4-4）可以看出这个系统功能的实现也就是通过PWM调制，开关管的导通和关断得到的一个占空比来实现电压的转换。实质上，我们设计的这个DC-DC转换系统也是运用了这个原理，通过UC3845的PWM调制，控制开关管的通与断，得到一个占空比，这个占空比的值也就是根据输入电压从30-60V的不同而不同，这个是由UC3845内部检测所得，而且是自动完成的一个过程，从而实现从输入0-60V直流电压到12V稳定输出直流电压。4.2电源电流取样模块的设计开关电源工作在高频开关状态，工作环境，使用条件，工作过程及干扰情况比较复杂，容易发生过流与短路现象，对于这些可能发生的情况，如不及时电流取样，并通过控制电路予以纠正，使在过流情况下将脉宽变窄，对过流加以限制并回到安全工作状态，将会造成器件损坏，电源整机崩溃，所以在开关电路中引入电流取样尤为重要，电流取样模块的主要作用：（1）用于提供控制电路的电流反馈，起电流输出信号与基准电压比较，实现电流调节与恒流。（2）用于输出电流当前显示。（3）用于电路保护。比如限流保护或关机保护。电流取样检测控制应用较为普遍的两种控制方式：（1）峰值电流检测控制模式：峰值电流检测控制模式是将电流传感器串联在开关电源变换器的一次或二次侧滤波电感器之前，检测的是峰值电流，将其转换成电压信号与电流设定基准电压或误差放大器的输出信号进行比较，控制PWM的脉冲宽度，是使回路电流跟踪设定基准。峰值电流检测控制的优点是反应速度快，动态响应好，多用于过流和短路波保护。其缺点是抗干扰差，通常需要进行斜率补偿，对电流上升率进行适当控制，避免干扰和引起振荡。补偿的方法一般是利用PWM控制器的锯齿波经隔离加至PWM控制器的电流检测输入端，以保证控制电路工作的稳定性，其次是峰值电流检测的电流控制精度不高。（2）平均电流检测控制是将电流传感器串联在滤波电感器之后或输出回路中，检测的是平均电流。同样是将检测的电流值转换成电压信号与电流设定基准比较，调节PWM的脉冲宽度，使回路电流跟踪电流基准设定值，使最大电流平均值不超过整定值。平均电流检测的优点是抗干扰好，电流控制精度高，锯齿波电感电流本身提供了较合适的斜率，不用进行斜率补偿就能保证工作稳定。其缺点是动态响应速度不如峰值电路检测控制模式。电流平均值检测控制主要用于恒流控制和电流指示。电流取样检测的主要方法：（1）电阻取样：电阻取样是将适当电阻和功率的电阻串联在主回路的电流19回路中，阻值与功率应与所检测的电流和控制电路匹配。电流流过取样电阻，电流转换成电压信号送至PWM控制器的电流检测端或经放大器放大后再送至控制电路，调节PWM的输出驱动脉宽，达到电流控制的目的。（2）分流器取样：分流器电路取样实际上可看成阻值较小的电阻取样的特例。是将标准规格（按实际电流值）的分流器直接串联在主回路中，通常是串联在输出回路中，在执行电流取样功能的统统时还充当电流排的作用。由于分流器的压降只有几十毫伏，通常经比例放大器放大后再与基准电压比较，误差放大器的输出控制PWM驱动脉冲的宽度，实现电流控制，或将输出正比；于电流的电压信号用于电流指示。（3）霍耳电流传感器电流取样：霍耳电流传感器电流取样是利用一次侧（主回路）电流所产生的磁场随时通过一个副线圈所产生的磁场进行补偿，使霍耳器件始终处于检测零磁通的条件下工作。（4）电流互