小信号二极管检波非线性失真探讨

小信号二极管检波非线性失真探讨摘要：现在中国通信行业的发展势头越来越猛，因此对于系统的线性度要求也是不断加强的，基于以上现状，我国对于功率放大器你的线性化技术的发展与探讨就成为了很多学者关注的热点问题，而其中小信号二极管作为功率放大器关键部件之一，其检波非线性失真问题是制约功率放大器的线性化的重要因素。本课题在此背景下开展了小信号二极管检波非线性失真探讨。本文在对国内外关于功率放大器线性化技术及小信号二极管相关问题的研究现状进行概述的基础上，对毫米波固态功放非线性模型的分析方法，即谐波平衡法、变换矩阵法、幂级数法以及Volterra级数法进行了介绍，然后以肖特基势垒二极管为研究特例，从肖特基势垒结、结电容、SBD的非线性V/I特性、等效电路模型以及其主要参数等方面，对其非线性进行分析，并从电路原理以及具体设计等方面，对基于SBD的微带线性化电路进行了研究，并根据失网测试对其线性化功效进行了验证。根据本文对小信号二极管检波非线性失真进行研究，以期为功率放大器的线性化技术提供理论和实践依据。关键词：SBD，预失真，线性化1前言全世界的信息产业在进入到21世纪以来的时候已经在各个方面取得了不错的发展，人类的生活也伴随着这种信息化的发展而发生了巨大的变化。在现代，只要通过这种弄过微波通信技术的使用，就能够在任何时间和任何地点接受到用户想要获得的各种信息，但是频率资源毕竟是非常有限的，而无线通信的业务需求量却呈指数级倍增[1]。基于这种现状中存在的矛盾，很多学者都提出了自己的见解和观点，一种是通过对于信息技术的开发和使用，将信号所占据的频率范围进行最大可能的压缩，另外一种是通过对于频段的开辟来对信息化进行最大限度的使用。基于目前的使用现状，对于信号的未来发展，就一定要求使用到很高的功率，所以就必须要使用到高功率放大器来对信号进行放大处理，但是但是功率放大器是发射机系统中非线性最强的部件，尤其是当放大器在进行高效率的工作的时候，会引起严重的非线性失真，所以对于功率放大器的线性化技术就是为了尽量降低非线性失真的程度，由于这项技术的重要作用，所以现在对于无线通信系统的开发和研究，这也成为了当今研究的一个重点项目。而其中小信号二极管作为功率放大器关键部件之一，其检波非线性失真问题是制约功率放大器的线性化的重要因素。因此，本文对小信号二极管检波非线性失真进行研究，以期为功率放大器的线性化技术提供理论和实践依据。2国内外相关研究现状MichaelFaulkner在2000年的时候，第一次在反馈技术中引进了自动相位调整技术，这项技术的运用如图1所示[2]。相位修正电路的主要功能是集中在保持稳定性以及控制带外噪声电平，最优的相位修正设置对应于最小输出功率，这项技术的主要原理是通过、提供到最后一级放大器的电流来调节输出功率，并且使用一种较为简单的直接查询算法来实现最小化，在50次左右的查询之后，就可以把相位修正控制在五度之内[3]。图1引入相位调整的新型负反馈电路在1994年的时候，M.T.Hickson等学者在就已经开始了对于前馈电路的改进工作，这些学者通过使用两个1W放大器，来制作线性化器，这个线性化器在经过了改进之后，能够达到8.15GHz，带宽500MHz[4]。经过实际的测量结果表明，在没有使用线性化进行处理之前，载波输出功率是0dBm，交调幅度是-46.4dBc，但是在经过了技术上的改进之后，载波输出变成了0.8dBm，交调幅度变成了-63.6dBc，其中的差距足足有18dB。到了2005年，Jeng-HanTsai和Hong-YehChang等学者对于这一项技术进行了进一步的改进，通过GaAsHEMT制作了一款低损耗的线性化器，并且把这款线性化器放在了MMIC里面，这一项技术的出现，使得工作频率达到了44GHz，抑制非线性失真分量7-9dB，这也是第一次把线性化技术融合到毫米波频段中。这项技术的电路结构如图图2[5]。图2MMIC内置线性化其电路结构到了2007年，DafuBai等学者在场效应管FET的基础上，创造了一种预失真器，这个失真器的工作频率在27GHz到30GHz之间，根据检测结果显示，这项技术的私用能够对于IMD3进行改善，改善的结果是从-32.82dBc变成了-41.46dBc[6]。我国有关于功放线性化的研究时间较短，并且不论是在理论还是实践上都要落后于西方国家，因此在技术的现实使用以及开发上，和国外相比还存在较大的差距，因此在微波频道的研究上的成果也较少。值得一提的是，在2004年的时候，我国学者陈贵强和愈志远等人设计了一款预失真前馈线性化功放[7]，这款设计能够有效的对工作的宽带进行拓展，并且还能够对于传统的失真消除环路中对于功率调整的复杂的要求进行了调整，使其在工作过程中能够大大的提高工作效率，从而实现了成本的降低。图3电路实物图李培在2010年在论文中提出了利用单个SBD制作的常规结构的微带预失真线性化器，这也是在中国第一次把预失真线性化技术运用到了毫米波频段。检测结果表明，这项技术的使用能够实现在工作处于30GHz并且输出功率是37dBm的时候，三阶交调改善了15dB以上[8]。除此之外，王毅和付毅等学者研究出来的星载预失真器还能够在固态功放和行波管功放中起到重要的改善功能，使其工作频率保持在11GHz到12GHz之间。3毫米波固态功放非线性模型的分析方法3.1谐波平衡法如图3所示为非线性微波、毫米波组件的框图。从图中可以看到，如果系统输入的激励信号只是基波分量的话，那么在系统中就能够直接引入直流偏置[9]。图3非线性微波、毫米波组件框图所谓谐波平衡法，指的是仅根据对系统中一个端口的谐波电压分量进行求解结，而使系统中各个网络单元的线性方程和非线性方程输出相同的电流量，这从实质上来说，就是从谐波平衡的角度来建立方程并求解[10]。图4非线性电路谐波平衡等效模型根据图4的模型显示，这种电路模型拥有两个电源、一个线性子网络以及一个非线性的子网络[11]。在这个模型的基础上，就能够得到用网络矩阵表示的谐波平衡方程，再使用优化法、分裂法等方法对谐波平衡方程求解，从而能够对于非线性电路进行分析。3.2变换矩阵法当非线性器件由一个大正弦信号和一个小信号激励的时候，就能够用变化矩阵法对其进行分析和适用，譬如对于毫米波混频器、放大器、上变频器等。在适用的过程中，首先要根据据谐波平衡法来对于大信号激励工作时的非线性器件进行分析，接着把等效电路中存在的单个的或者众多的非线性原件变成一种小信号和线性原件，然后对于这种小信号进行分析。[12]。在一般情况下，由两个频率的信号激励的非线性元件上有电流和电压，其混合频率为12mm（m、n为任意整数）。如果假设其中有一个频率是1的信号的电平很低，就不会产生谐波，另外一个频率是2的大的正弦信号，就会根据变化矩阵法呈现出12n的混合频率。3.3幕级数法非线性系统可以等效为一个滤波器级联一个无记忆、非线性元件，模型见图5：图5幕级数法非线性元件数学模型其中滤波器的转移函数为H，非线性元件的转移函数为：231231Nnnntfutautautautaut式1一般情况下，转移函数变量t和ut是小信号电流或电压，非线性部分所代表的可以是非线性电流、电压、转移电阻或者是转移放大器。转移函数fu就应该表现为弱非线性，依照它们的表现来选择级数中的某一些，就能够比较充分的对于非线性进行分析。网络中的滤波器及匹配网络可表示为线性函数H。为了考虑输出滤波器或匹配电路的影响，在它的输出端口又加入一个线性网络[13]。利用幂级数模型得到响应t和激励st的关系为：.112qnQNjtnsqqnqQtaVHe式2H是电路线性部分的转移函数，na所指代的是无记忆非线性方框特性幂级数的第n次项系数。激励st的意义则是一个小信号增量电压：.12qQjtsqqQstVe式33.4Volterra级数法在使用幂级数法来对于非线性电路进行分析的时候，由于频率敏感元件和无记忆非线性元件是处于完全分开的状态，所以就会给分析与研究带来很多的不方便，但是Volterra级数法就能够对于这个问题进行较好的解决[14]，在Volterra级数法的电路模型中对于这两种元件都进行了包含，在这个时候，非线性元件为电阻性或电抗性的，所以能够表现为幂级数的形式。图6Volterra级数法非线性电路模型在利用Volterra技术及进行研究的时候，假设激励信号具有式3的形式，那么对其进行响应的形式就可以如2所示，从形式上进行分析的话，这两者之间主要的不同之处在于公式4中包括函数12,,,nqqqH，这个函数是第n阶非线性转移函数，在知道了这个函数的情况下，就能够求出各个混合变量以及畸变分量。在利用Volterra级数方法进行研究的时候，它的假定情况和幂级数分析的时候是相同的[15-16]。在某些特定的状况下，这两种方式的效果是相同的，幂级数法所表现出来的是Volterra级数法中特有的一些情况，在面临这种情况的时候，非线性转移函数可以表示为：1212,,,nnnqqqqqqHqHHH式44肖特基势垒二极管非线性分析肖特基势垒二极管基于金属一半导体结，而不是半导体一半导体PN结。SBD是多载流子器件，所以对于PN结中电荷储存效应(charge-storageeffects)对其造成的影响是不受限制的，并且SBD能够更容易的生产出来，拥有较高的重复性。因此SBD具有很重要的现实功能和广阔的应用平台[18]。4.1肖特基势垒结在金属置于半导体上的时候，会形成肖特基势垒结。金属使其所有允许能态填满直至费米能级F，图7中将金属功函数表示为mq，并且定义为将费米能级上一个电子移到参考能级所需的能量[19]。通常情况下，半导体是不能够存在于费米能级的电子中的。图7肖特基势全示意图在这个过程中，当金属的功函数比半导体的功函数大的时候，就会形成整流势垒[20]。在半导体中由净电子流入而形成的正空间电荷会形成静电势垒，其存在会对于半导体移入到金属的过程起到阻碍作用，所以电子要想能够移入到金属中去，必须要具有大于0qV的能量（0qV是内建电势或接触电势）。在这个移入的过程中，势垒高度定义为：nmsqq式54.2结电容因为肖特基势垒结是一种多数载流子器件，少数载流子储存对于工作效果的影响并不是阻碍的主要原因[21]。耗尽层电容可以用与pn结二极管相类似的方法计算。我们可以把耗尽层电视为一个平行板电容器，它由电压而改变的空间电荷宽度如公式6所示：1202dkTWVVqNQ式64.3SBD非线性V/I特性SBD应用于模拟预失真中的主要实现条件必须要依赖非线性V/I特性。SBD在穿过势垒过程中的电子传导是由热发射引起的。当金属半导体结处于零偏压时，结内电子可以认为服从Maxwell-Boltzmann分布，结内电子密度是:1expdbinNqKT式6K为Boltzmann常数（1.37*10-33J/K/T）为绝对温度。当存在偏压的时候，半导体到金属的前向传导电子密度为:2expdbinNqVKT式7二极管结中的电流正比于这两个电子密度的偏差，所以可得理想二极管伏安特性公式：0exp1IVIqVKT式8为了补偿非线性带来的影响。引入idealityfactorn,n值常在1.051.25之间。0exp1IVIqVnKT式9SBD的典型V/I特性如图6所示。为了能够保证谐波平衡的分析，V/I特性可以表现为多项式形式。图8SBDI/V特性4.4等效电路模型在不考虑封装和其他寄生参数的情况下，SBD的等效电路如图3.7所示。图9SBD等效电路模型CV和IV的公式已经由前文给出：021/jmCQCVVV式10SR的值能够通过估算得到，CV和