太阳能发电

0太阳能发电系统概述世界性的能源短缺和化石燃料的大量应用导致环境污染，促进了太阳能的开发和应用。受地区气象条件的影响，太阳能光伏电池输出的直流电压极不稳定，且电压较低，容量小。为了高效利用太阳能，需要将不稳定的光伏电池串、并联组合，并经多级电力电子变换器组合输出恒频交流电压并网运行。适用于太阳能光伏发电的多级电力电子变换系统类型很多，但其系统结构大同小异。图示给出了一种太阳能光伏并网发电系统的原理图。由于太阳能电池单元的电压很低，常将多个电池单元串联成几十伏的电池板，经高增益的DC/DC升压变换后接在直流母线上，再经多个DC/AC变换和LC滤波输出恒频、电压可控的单相或三相交流电压。由于太阳能电池单元的输出电压、电流伏安特性和输出功率受太阳光照强度和温度影响，同一个光照强度时其输出功率P随电压V的不同也大不相同。在一定的光照强度时，仅在某一输出电压下运行时才能获得最大输出功率。因此光伏发电系统中通常都设计有最大功率点跟踪控制MPPT，以实现太阳能的充分利用。由于太阳能电池输出功率不稳定，所以常在发电系统中引入储能装置，如蓄电池经双向DC/DC变换器接入直流母线。太阳光照强时，通过双向变流器对电池充电，太阳光照弱时，蓄电池经双向DC/DC变换器向直流母线供电以补充太阳能电池输出功率的减小。蓄电池及其充放电双向DC/DC变换器可实现并网系统的削峰填谷功能和避免并网输出能量的剧烈波动。同时在电网因事故而断电时，蓄电池可作少量负载的不间断电源供电。太阳能光伏并网发电系统的原理图方案选择本次设计中采用通过斩波电路来提高电压，然后进行逆变和滤波，即通过升压斩波电路来控制输出的直流电压，这样可以达到便于控制的目的。逆变电路采用课本上的三相桥式PWM逆变电路，根据直流侧电源性质不同，逆变电路可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，这里的逆变电路属电压型。采用等腰三角波作为载波，用SPWM进行双极性控制。该电路的输出含有谐波，需要专门的滤波电路进行滤波。滤波电路采用RC滤波电路。经过逆变电路和滤波电路就可以在三相电压输出侧得到题目要求的380V、50Hz三相交流电，不过容易受负载影响输出电压的值。为了让输出电压更加稳定和准确，所以在本次设计仿真建模中很有必要进行闭环反馈电路的设计，在三相电压输出侧进行电压采集，经过整流得到电压幅值，将采集到的电压值与理想输出电压值进行比较，接着将差值经过PI环节，然后再与等腰三角波比较输出，此处采用的是单极性PWM波控制方式，产生我们所需要的进行升压斩波的PWM波，对直流斩波电路中IGBT的通断控制进而产生理想的输出电压值。综上，整体方案设计为直流斩波电路采用PWM斩波控制的升压斩波电路，输出的直流电送往逆变电路。逆变采用三相桥式PWM逆变电路，采用SPWM作为调制信号，输出PWM波形，再经过滤波电路得到380V、50Hz三相交流电，在电压输出侧进行电压采样进而与理想输出值比较转换之后产生所需要的PWM波，控制输出的稳定和准确。系统总体框图如图所示系统总体框图1Boost变换器的工作原理BoostDC/DC变换器是输出直流电压平均值𝑉𝑂高于输入电压𝑉𝑆的单管不隔离直流变换器，电路图如图1所示，Boost变换器中电感L为升压电感。开关管Q采用PWM控制。Boost变换器有电感电流连续和电感电流断流两种工作方式。电感电流连续方式下，即电感电流𝑖𝐿在整个开关周期𝑇𝑆都不为零。Boost变换器存在两种开关状态。第一种是开关管Q导通，二极管D截止，等效电路如图2所示，电源电压𝑉𝑆加在电感L上，由于二极管D截止，负载由电容C供电。𝑖𝐿达到最大值𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥，𝑖𝐿的增量∆𝑖𝐿+=𝑉𝑆𝐿∙𝑇𝑜𝑛=𝑉𝑆𝐿∙𝐷∙𝑇𝑆。第二种是开关管Q截止，二极管D导通，等效电路如图3所示，电源电压𝑉𝑆和电感电流𝑖𝐿同时向负载和电容供电，𝑖𝐿减小，C充电。𝑖𝐿达到最小值𝐼𝐿𝑚𝑖𝑛，𝑖𝐿的减少量∆𝑖𝐿−=𝑉𝑂−𝑉𝑆𝐿∙(𝑇𝑆−𝑇𝑜𝑛)令∆𝑖𝐿+=∆𝑖𝐿−，得到连续时的变压比M=𝑉𝑂𝑉𝑆=11−𝐷电感电流断流方式下，即在开关管Q阻断的T𝑜ff期间后期一段时间内，经二极管续流的电感电流𝑖L已降为零。Boost有三种开关状态。第一种是开关管Q导通，二极管D截止，等效电路如图2所示，在Q导通的期间，𝑖𝐿自零增长到𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥，其增量∆𝑖𝐿=𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥=𝑉𝑆𝐿∙𝐷𝑇𝑆。第二种是开关管Q阻断，二极管D续流，等效电路如图3所示，𝑖𝐿自𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥降到零。下降量∆𝑖𝐿=𝑉𝑆−𝑉𝑂𝐿𝑇𝑜𝑓𝑓′=𝑉𝑆−𝑉𝑂𝐿∙𝐷1∙𝑇𝑆。令增量与减少量相等，得到断流时变压比M=𝑉𝑂𝑉𝑆=𝐷+𝐷1𝐷1=11−𝐷[1+𝐷𝐷1(1−𝐷−𝐷1)]。第三种是开关管Q阻断，二极管D截止，等效电路如图4所示，在此期间𝑖𝐿保持不变，负载由输出电容供电，直到下一个周期开关管Q开通后，𝑖𝐿由从零开始增大至𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥。电感电流临界连续状态下，即开关管Q阻断期结束时，正好使电感电流最小值𝐼𝐿𝑚𝑖𝑛为零，这个电流称为临界负载电流𝐼𝑂𝐵。这时在Q导电、D截止的𝑇𝑜𝑛期间𝑖L从零上升到𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥，在Q阻断、D导通的𝑇𝑜𝑓𝑓=𝑇𝑆−𝑇𝑜𝑛期间，𝑖L从𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥下降到零。图1Boost电路图2电感电流连续Q导通，L截止图3电感电流连续Q关断,L导通图4电感电流断续Q关断，L关断2三相桥式PWM逆变工作原理由于期望的逆变器输出是一个正弦电压波形，可以把一个正弦半波分作N等分。然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由N个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形为正弦的半周等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效。这一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出SPWM波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，也就是说，这种交一直一交变频器中的整流器采用不可控的二极管整流器就可以了。逆变器输出脉冲的幅值就是整流器的输出电压。当逆变器各开关器件都是在理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与形状相似的一系列脉冲波形。从理论上讲，这一系列脉冲波形的宽度可以严格地用计算方法求得，作为控制逆变器中各开关器件通断的依据。但较为实用的办法是引用通信技术中的“调制”这一概念，以所期望的波形(在这里是正弦波)作为调制波，而受它调制的信号称为载波。在SPWM中常用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波是上下宽度线性对称变化的波形，当它与任何一个光滑的曲线相交时，在交点的时刻控制开关器件的通断，即可得到一组等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲，这正是SPWM所需要的结果对于三相逆变器可以采用SPWM控制方式。在输出电压的每一个周期中，各开关器件通、断转换多次，实现既可调节、控制输出电压的大小，又可消除低次谐波改善输出电压波形。图b和c中三角形高频载波vc幅值为Vcm，频率为fc，三相调制参考信号var、vbr、vcr是三相对称的正弦波。var、vbr、vcr与频率为fc何幅值为Vcm的双极型三角载波电压vc相比较，按双极性自然采样SPWM规律产生驱动信号VG1、VG4、VG3、VG6、VG5、VG2，控制T1、T4、T3、T6、T5、T2六个全控型开关器件的通、断状态，从而控制逆变器输出的三相交流相电压（各相输出端对直流电源中点O的电压）vAO(t)、vBO(t)、vCO(t)的瞬时值。比如：当var＞vc时，VG1＞0，VG4＜0，T1导通，T4截止，图a中vAO=VD/2，为正脉波电压；var＜vc时，VG1＜0，VG4＞0，T1截止，T4导通，vAO=-VD/2为负脉波电压。因此逆变电路输出的相电压vAO与驱动信号VG1波形相同，如图c所示。vAO是一个与驱动信号UG1波形相同的双极性脉冲电压。同理可知vBO和vCO波形，两者分别比vAO滞后120°和240°。三相电压型逆变电路任何时刻一个桥臂只有一个开关管（例如A桥臂的T1或T4）被驱动导通，上、下开关管驱动信号互补。因此三相桥电压型逆变器任何时刻都由三个开关管同时被驱动导通。采用前文的分析方法，也可以求出负载星形联结时负载相电压vAN的波形。至于vBC、vCA以及vBN、vCN只是分别比vAB和vAN滞后120°和240°，波形相同。（a）主电路（b）驱动信号（c）驱动电压VG及输出电压波形根据SPWM的特性可知，输出相电压vAO的基波幅值为𝑉𝐴𝑂1𝑚=𝑀∙12𝑉𝐷输出线电压vAB的基波幅值为𝑉𝐴𝐵1𝑚=√3∙𝑉𝐴𝑂1𝑚=√32𝑀𝑉𝐷=0.866𝑀𝑉𝐷输出线电压vAB的基波有效值为𝑉𝐴𝐵=1√2𝑉𝐴𝐵1𝑚=0.612𝑀𝑉𝐷3闭环反馈电路闭环反馈电路的设计是为了让输出电压更加稳定和准确，通过上面的方案论证决定在三相电压输出侧进行电压采集，经过整流得到电压幅值，将采集到的电压值与理想输出电压值进行比较，接着将差值经过PI环节，然后再与特定的PWM输出值比较后与等腰三角波比较输出，此处采用的是单极性PWM波控制方式，产生我们所需要的进行升压斩波的PWM波，对直流斩波电路中IGBT的通断控制进而产生理想的输出电压值。总体电路方案设计