基于L6561高功率因数反激变换器

基于L6561高功率因数反激变换器的设计方程引言使用L6561芯片的反激变换器的三种不同电路可以认为是一样的。如图1所示。电路1a和1b是基本的反激变换器。前者临界电流连续工作模式（TM即处于电感电流连续和断续的边界上）运行频率与输入电压和输出电流有关。后者以固定频率运行，使用同步信号，完全与等效于一般基于标准PWM控制器的反激变换器。图1C是最广泛应用L6561完成PFC功能的电路，工作在临界连续模式，但与一般反激完全不同：输入电容很小，输入电压很接近整流的正弦波。此外，控制环路带宽很窄，以至于对出现在输出的两倍电网频率的纹波不敏感。实际上，该拓扑呈现的高功率因数可以认为是一个额外的优点，但不是因此有吸引力的主要的理由。事实上，尽管PF很容易达到大于0.9,特别是通用电网，要符合有关线电流THD的EMC规范确实是个挑战。然而，在低功率范围（这里不使用EMC规范－指谐波电流）某些应用，受益于高PF反激变换器能提供的优点。这些优点归纳如下：对于给定功率，输入电容小200倍。在整流桥后面，用小尺寸和便宜的薄膜电容代替大的、高成本电解电容。在重载时效率高，最高可达90%。临界连续保证MOSFET导通损耗低和/或高功率因数减少整流桥损耗。因而，散热器较小。零件数量少。这减少采购麻烦和装配成本。此外L6561独特性能在大量使用时有显著优点：即使在很轻负载时很高的效率：L6561很低的电流消耗减少了启动电阻和自供电源的损耗。基于L6561的高PF反激变换器很容易满足BlueAngelRelation(蓝色天使条例)。可以使用附加功能：L6561提供过压保护功能，并能够通过ZCD脚实现通/断变换器。此外，还有些缺点。固有的高功率因数拓扑限制变换器可以适合的应用（AC－DC适配器，充电器，低功率开关电源，等等），还应当知道：在输出有两倍电网频率纹波，如果要求高功率因数，纹波不可避免。要用很大电容减少纹波。提高闭环速度可在合理低输出纹波和合理高功率因数之间折中。图1a临界模式反激变换器图1b同步反激图1c高PF反激瞬态响应差：要提供闭环速度要在合理的瞬态响应和合理高功率因数之间折中。需要很大输出电容量（数千μF，与输出功率有关）。但是，需要便宜的标准电容和廉价高质量元件。实际上，ESR低就可自然达到恰当交流电流能力。此外，在常规反激变换器中，通常也有很大输出电容，这是司空见惯的。如果输出纹波和瞬态要求严格，需要二次后续调节。但对标准反激也是如此。在重载时，系统不能适应电网丢失几周期，除非使用更大的输出电容。以下，将详细讨论高PF反激变换器工作原理和建立用于设计的各种关系。预先说明为了得到高功率因数反激变换器工作在临界连续模式方程，给出L6561的内部方框图（参看图2）。而L6561的详细工作原理，请参看文献【1】。先作如下假设：1.电网电压是优良的正弦波，整流桥是理想的，这样L6561的乘法器输入接收的整流后的电压是整流正弦波（全波）：tUtUpinsin)(其中：ipUU2；Ui－输入电压有效值。f2－电网角频率；f－电网频率（50或60Hz）。2.L6561误差放大器的输出（Vcomp）在给定半周期内是常数。3.变压器效率为1,同时线圈之间耦合优良。4.忽略ZCD电路延迟，于是电路完全工作在电流临界连续模式。根据前面两个假设，峰值初级电流是正弦全波的包络：图2L6561内部方框图tItIppsin)(11（1）根据第三个假设，次级峰值电流正比于初级电流，比例系数为初级与次级匝比：)()(12tnItIpp为简化符号，在以下正弦量的相角用t同时所有与瞬时电网电压有关的量将是θ的函数，代替时间函数。定时关系功率开关导通时间表示为pinponUILUILTP1111)()(（2）其中L1－变压器初级电感。式（2）表示Ton在整个半周期内是常数，与断续模式Boost变换器完全相同。而截止时间是可变得：fofopfopoffUUnILUUnInLUUILT)sin()()(P1212222（3）其中Ls－次级线圈电感；I1p（θ）－次级峰值电流瞬时值；Uo－变换器的直流输出电压（假定是稳定的）；Uf－输出二极管正向压降。因为系统工作在临界连续模式，导通时间与截止时间之和等于开关周期)sin(1P11RppoffonUUUILTTT（4）其中UR=n(Uo+Uf)称为反射电压。开关频率swswTf/1，所以，随着电网电压瞬时值变化)sin(11P11RppswUUILUf在正弦波的峰值（sin(θ)=1）达到最小值RppswUUILUf11P11（5）为保证正好工作在临界连续模式，在最低电网电压计算的是式（5）值必须大于L6561内部启动器频率（≈14kHz）。为达到此要求，应适当选择初级电感L1值(不超过以上的限制)。实际上，为减少变压器尺寸，通常选择最小频率远高于15kHz，就是说25~30kHz，或更高，以使得需要的L1不需要严格的公差。占空比是导通时间与开关周期的比值，它随瞬时电网电压改变（因为Toff变化），式（2）除以开关周期)sin(11RpswonUUTTD（5’）式（2）和（4）分别表示Ton和Tsw，特别是输入高压，I1p趋于零时可以简化。在实际电路工作中，必须考虑Ton不可能低于一个最小量，周期也是如此。此最低值（典型为0.4~0.5μs）由L6561内部延迟加上MOSFET截止延迟。当达到此最小值时，每个周期存储的能量短时间超过负载需要的能量。于是控制环路使得某些周期丢失，以维持长时间能量的平衡。当负载这样低，需要丢失许多周期，漏极电压振铃幅值如此小，以至于不能触发L6561的ZCD功能块。在这种情况下，IC内部启动器将开始一个新的开关周期。某些情况占空比与此相似，式（5’）中当电网电压过零时θ＝0就是如此。实际电路中存在许多寄生效应引起Ton和Toff不遵循式（2）和（3）。但对整个工作的影响是可以忽略的，因为在过零处处理的能量非常小。下面，将用Kv表示峰值电压Up与反射电压UR之比：RpvUUK能量关系除了周期之外，以上表示为时间关系的所有公式与传递的功率有关，就是表示在以上方程中的I1P，即在初级正弦波电压峰值时的初级峰值电流。下面的关系将I1P与输入功率Pin联系在一起，并用以说明时间关系和计算所有环路电流。初级电流I1(t)是三角形,并仅在开关导通时间流通，如图3中三角波。正如先前公式（1）所描述的，在每个半周期，这些三角波的高度随瞬时电网电压变化：)sin(P11IIp它们的宽度是常数，但它们其余时间随式（3）给出量改变。请注意初级“fL”时间刻度，整流桥以后的电流Iin（θ）是整个开关周期每个三角波的平均值（图3中粗黑线）：)sin(1)sin(2121P11vpinKIDII在图4a中示出不同Kv一个周期的偶函数关系，两倍于电网频率，因为是桥式整流，没有负的。相反，从电网抽取得电流是式（6）的奇函数，以电网频率变化，如图4b所示。实际上，可以认为滤波作用消除了整流桥前电流的开关频率分量，以至于主电网可以看作仅是平均值。对于Kv＝0电流是正弦波，但随Kv增加，电流偏离理想正弦波愈严重。因为Kv不是0（反射电压需为为无穷大）,反激变换器即使在理想情况下也不能达到功率因数1，和Boost变换器不同。图3高PF反激电流波形为了简化以下的计算，在考虑的θ∈[0,π]由)sin(中可以消除绝对值，并且，假定不同的函数定义为奇或偶，与其物理规律有关。在整个电网半周期内可以计算输入功率Pin为Ui(θ)×Iin(θ)的平均值：)sin(1)(sin21)()(2P1P1viniinKIUIUP（7）引出以下的函数是有利的02)sin(1)(sin1)(2dxxF（8）以不同变量x的作为函数图如图5所示。虽然式（8）的积分存在接近的形式，但不是很方便的，而对于实际应用，更加方便提供一个‘最好拟合’近似：xxxF815.01104.15.0)(23式（7）考虑到式（8），可以计算I1P：)(22P1vpinKFUPI它是假定最小电网电压最大值。用于估算初级功率损耗总初级电流的有效值，考虑到每个三角波电流有效值I1(t)，并在电网频率半周期内平均计算如下：3)(2)sin(1)(sin31)(31P12P1211vvprmsKFIKIDII（9）用以区别变压器中直流和交流损耗的初级电流的直流分量，是Iin（θ）在整个电网半周期的平均值)sin(1)(sin21)(2P11vinDCKIII（10）考虑以下的函数图4a初级电流图4b电网电流图5高PF反激特征函数：F2(x)图0)sin(1)sin(1)sin(1)sin()(1dxxxF式（10）可以重新写为)(121P11vDCKFIIF1（x）实际应用时，用以下公式最好近似拟合，而不是精确表达式:xxxF729.01106.4637.0)(13至于次级电流I2(θ)，它是一系列与初级电流互补的三角波（图3中白色）。它是两倍电网频率,再次在整个开关周期内平均：)sin(1)(sin21)1()(21)(2P11vvpoKKIDII（11）像初级电流（式（6））一样，式（11）也是没有负的周期偶函数。按照假设3），I2p＝nI1p.考虑更加实际情况，（次级峰值电流稍微小于nI1p，这是因为变压器损耗和其它非理想），可能由变换器输出电流直流值Io来的I1p.它是设计资料之一。式（11）的平均值在一个电网半周期对Io平均，可以得到)(221PvvoKFKII次级总有效值电流计算如下：)sin(1)(sin3)1()(313P2222vvprmsKKIDII（12）现在将导出高PF反激变换器第3个特征函数xxdxxxFx862.01107.5424.0)sin(1)(sin1)sin(1)(sin)(34033用此定义，可将式（12）表示为3)(32P2vvrmsKFKII对于初级和次级边，电流的交流分量可以用通用的关系计算22iDCirmsiACIII（i=1,2）功率因数PF和总谐波失真THD在假设电网电压正弦波的情况下，功率因数可表达为sin1sin1rmrmsrmrmsrmsrmsoIIIUIUSPPF（13）图6高PF反激特征函数：F1(x)图图7高PF反激特征函数：F3(x)其中Po－有功功率；S－视在功率；Urms－电网电压有效值；Irms1－基波电流有效值（与电压同相）；Irmsin－输入电流有效值（6）。可以计算式（13）分子Irms1：pinrmsinrmsUPUPI21（14）值得注意的是Irms1≠Irmsin。实际上，由于开关频率，式（9）也包含能量分配，而式（13）－并且因此还有Irmsin－仅提供频率量。Irms1是有效值（6），定义为02P12sin)sin(1)sin(121)(dKIIIvinrm（15）将式（14）和（15）带入（13），得到PF的理论表达式（注意到仅与Kv有关）。在PF图8中指出如何保持十分接近1.对于实际应用，PF可以近似表示为243104.3101.81)(vvvKKKPF（16）很明显是非常不理想的，在定时调节一节中提到，实际PF比式（16）的理论值要低，特别是在高输入电压轻载时更是如此。电网电流总谐波失真THD定义为12100%THDrmsrmsnII其中Irmsn－是n次谐波的有效值。仍假定电网输入电压是纯正的正弦波，THD与功率因数的关系为1PF1100%THD2图9示出了THD与Kv的关系。对于给定的反射电压，当电网电压建立时，失真减少。变压器变压器设计是一个复杂的过程，包含以下几个步骤：选择磁心材料