反激变换器辅助电源的设计

辅助电源部分辅助电源设计采用UC3842A芯片，具体设计过程如下。1、功能指标参数交流输入电压范围：90~265inVV电网电压频率：40~60rfHz最大输出功率：30outPW输出电压：015VV效率：η=85%开关频率：60sfkHz2、电路原理图21J3CON21234U6KBL206C380.1U/275VC35100uF/450VGND1COMP1Vfb2Isense3Rt/Ct4GND5OUT6Vi7Vref8U7UC3842C43102GND1C47472GND1C44104R375.6KGND1R35100K/3WC31104/1000V0.22uF/275VC42R33NTC9-5.0D12FR107D10FR2070.1U/275VC39VrefR38470R4310kR39100K1234U8PC81710K/3WR36Q5IRF840GND1R451.0/2WC330.1U/630V103pFC45CapR4120/2WC401041KR40Res22KR47Res21KR46Res2C461uF1KR44Res21n4746D13123U9TL431F2250V/2A10KR42Res23125KRp1RPot11231056T4RES2D9FR20738uHL30.1uFC361uFC372200uF/50VC3212P310KR34D11LED0+15VGND0GND0GND0100uF/50VC41C341uF/630V1234L4TRANS1图1反激变换器电路原理图3、主电路参数设计3.1变压器设计（1）根据AP值选择磁芯面积乘积AP为绕组窗口面积（Aw）和磁芯横截面积的乘积（Ae）。同时，将AP值与输入功率联系在一起，可以得到以下公式：1.14311.1****insputPAPfBKKKcm4其中，Pin是额定输入功率；ΔB为磁通密度变化量，一般为0.2T；Kp为磁芯窗口有效使用系数，一般取0.2~0.4；Ku为绕组填充系数，一般取0.4~0.5；Kt为均方电流系数，等于直流输入电流与最大原边电流的比值，一般取0.7~1.4；**putKKKK为铜有效利用系数，一般取0.1~0.2。1.1431.1434311.1*11.1*36=0.318cm****60*10*0.2*0.32*0.4*0.71insputPAPfBKKK经过计算，AP约为0.318cm4。为了保证足够的功率裕量，选择TDK系列EI33/29/13磁芯，41.5854cmAP，2118.5mmeA，2133.79mmwA。（2）原副边匝数计算输入平均电流：30=0.27()*(min)0.85*127outavinPIAV其中：(min)inV为最小直流输入电压，(min)90*21.0127inVV；输入电流峰值大小：Ip1Ip2输入电流波形示意图max2(1)*avpkIIkD其中：12ppIkI，根据经验，当P40W时，K=0.5~0.6；当P40W时，K=0.35~0.45。本设计中，P40W，k取0.4；为了保证工作于DCM模式，占空比最大值取Dmax=0.4，所以有：max22*0.270.96()(1)*(10.4)*0.4avpkIIAkD初级电感量：3max3(min)*127*0.40.882*10()*0.96*60*10inppkVDLHIf最小原边匝数：8*(min)*()(min)*10**ppkinonpeeLIVTmaxNABAB(min)inV：最小直流输入电压（V）；()onTmax：最大导通时间，（S）；B：磁心磁通密度变化量，单位：高斯，一般取值范围为：1000~2500高斯；Ae：磁心有效截面积，选用EI33/29/13磁芯，其Ae=118mm2=1.18cm2688(min)*()127*0.4*16.7*10(min)*10*1045*1.18*1600inonpeVTmaxNAB匝副边匝数：maxmax()**(1)(151)*45*0.69(min)*127*0.4odpsinVVNDNVD匝Ns：副边匝数；Np：原边匝数；Dmax：最大占空比；Vd：输出整流二极管压降；取Ns=9匝辅助供电绕组匝数：19169116fSoVNNV辅助匝；（3）绕组线径选择电流密度取J=500圆密尔/A;由于趋肤效应，绕线表面电流大而内部电流小，开关电源设计时，单根线径不得超过趋肤深度的2-3倍；趋肤深度计算公式：6.6165.5dKff（温度T=20℃）带入参数：f=60kHz，温度T=20℃趋肤深度：36.6165.50.267()60*10dKmmf选用线径d=0.38mm的铜线作为绕组导线。单根导线的圆密尔数：221()3.14*0.192*1000*1000224()0.50660.5066dS圆密尔原边电流峰值为Ipk=0.96A，平均电流为kmax0.35()3prmsIIDA原边绕组绕线根数：11*n1()rmsIJS根副边绕组绕线根数：221*2*500n4()224rmsIJS根其中Irms2=2A综上可得变压器参数，如表(1)所示：表(1)：变压器参数表绕组单根绕线线径绕组匝数绕线根数原边0.38mm451副边0.38mm94辅助输出0.38mm91磁芯EI33/29/13（PC40）骨架EE33（6+6）3.2保险丝选择当输入最低、负载最重时，输入电流有效值为考虑留有一定裕量，根据前面计算可知，当输入电压为90V时，输入电流峰值为0.96A，故保险丝的耐压耐流为250V、2A。3.3整流桥选取最大交流输入电压为265V，整流后电压约为400V，考虑电压留有1.5~2倍裕量，电流留有2~3倍裕量，选取整流桥型号为KBP206，其可承受最大电压为600V，最大电流为2A；3.4选取输入滤波电容整流桥前端用SR公司生产的0.1uF/275V滤波电容；整流桥后端用Nitsuka公司出产的1uF/630V滤波电容，滤除整流后电网中的高频纹波干扰；电路输出功率为30W，一般储能电容的选取原则为1W/(1~2uF)，为保证足够裕量，同时降低输入电网侧电压波动，则选择滤波储能电容为100uF/450V；3.5选取开关管由前述可知原边电流峰值为0.96A，开关管耐压为500V，考虑一定裕量，则选取开关管为13N50C，耐压耐流值为500V、13A。3.6峰值电流检测电阻选取考虑成本问题选择电阻检测开关管电流，检测电阻151/1/0.961pkRI，检测电阻功耗约为1W，选取为1Ω/2W的金属氧化膜电阻。电流误差放大器正向输入端最小反馈电阻受限于误差放大器的拉电流（0.5mA），和经过2个二极管压降（1.4V）到达电流误差放大器反向输入端的电压，其中电流误差放大器反向输入端的电压等于稳压二极管钳位（1.0V）3倍，于是有：12-13.01.48.80.5VVRkmA实际过程中考虑电压留有一定裕量，取3脚对开关管漏极电阻12K。3.7副边二极管选取考虑副边电流有效值为2A，电流留有一定倍裕量，快恢复二极管选用FR307，其最大正向流通电流为3A，最大反向耐压为700V。3.8输出电容和输出小型LC滤波器的选取根据输出功率和电压纹波要求，一般选取纹波电压为输出电压的1%，即0.15V，满载时输出电流I=2A，考虑到电容的ESR所形成的尖峰电压，取较大的输出滤波电容可以减小ESR的影响，综合考虑，选取输出电容为2200uF/63V；滤波电感L=10uH,输出高频滤波电容为1uF/63V和0.1uF/63V并联。3.9RCD钳位电路设计由于钳位电路中R和C值都比较大，因此钳位电容在每个开关周期都不会有太大变化，用一个恒定值clampV来表示电容两端的电压，则有clamp()maxV0.90.9500311139VBRDSSinVV，其中DSSBRV)(开关管最大耐压为500V，maxinV为最大直流输入电压为311V。钳位电阻：clampclamp222(V)V2(13975)13916(K)()200.9660ORlkPsVRlIfuk其中ORV副边折射到原边的电压，lkl变压器漏感值；钳位电容：clampclampV1390.052()V0.021391660sCuFRfKK；折中考虑钳位能力和钳位电阻上的功率损耗，最后确定取值R2=10K/3W的金属膜电阻，取C401=0.1uF/600V的薄膜电容，二极管选取快恢复二极管FR307，耐压700V，能持续流过2A电流；3.10芯片供电启动与供电电路如图(4)所示，查阅TI公司出产芯片UC3842A，芯片启动电压大于等于16V，启动电流大于等于1mA,这里选择为2mA，则启动电阻(min)1-1331612716R56K210210inV，芯片启动后电路开始工作，这时候芯片供电就由辅助绕组提供，计算方法与反激变换器普通输出计算方法相同。NpNfRlVinDCVCC图(4)启动与供电3.11控制电路参数设计(1)反馈采样电阻设计反馈采样部分电路如图(5)所示，TL431基准电压为2.5V，则分压到TL431参考端的电压应为2.5V左右，由TL431数据手册可知，只要流入TL431参考端的最大电流小于2uA，则不影响电路正常工作，经分析知只要I1大小为250uA到几毫安范围内，则不会影响结果的正确性，这里经过计算取R110_1=10KΩ，Rp1=5KΩ，R17=2KΩ，此时I1大小为15/(17K)≈0.88mA,VKKV5.2178.215，满足要求。VoR13R14R15TL431I1图(5)采样电路(2)光耦隔离部分参数设计光耦隔离电路如图(6)所示，光耦部分与uc3842补偿部分一起构成整个电路控制器部分，这里选取R17为1KΩ，图中，R10和R11的作用是给TL431提供工作电流并能确保光耦原副边有适当电流，即VFB有适当电压，为2.5V左右(因为uc3842的参考电压为2.5V)，以保证电路正常工作；由TL431数据手册可知，其最小阴极电压和工作电流分别为2.5V和1mA，因此R10和R11的设计要满足一下条件：mA111105.2RVIRVVDFBDo式中，VD为光耦二极管正向压降(通常为1V)，IFB*R17为VFB提供适当电压，这里IFB取1mA，则可得到R10≤1.5KΩ，R11≤1KΩ，这里取R10=470Ω，R11=1KΩ；图中C12与RUPPER形成一个零点，零点频率比所设计的剪切频率小，控制电路中剪切频率取为开关频率的1/10~1/20，这里取开关频率1.5KHz，零点频率趣取为1KHz，即K1)*12*2/(1UPPERRC，RUPPER=14.2KΩ，则可计算得C12为10nF。图(6)光耦隔离电路(3)振荡电路参数设计根据TI公司给出的UC3842A芯片资料，考虑CT值不宜过大取CT=4700PF，选取SR公司出产的WIMA电容，电阻RT=5.6K，即就是R7=5.6K，C9=4700PF由1.75sTTfCR得出振荡频率66.5sfkHZ，符合设计要求。(4)控制器参数设计根据系统的闭环传递函数，可以判断该系统是否稳定。一般情况下，只要设计适当的补偿网络，使系统闭环回路增益的相位裕量为45度以上，并以-20dB/dec的斜率穿过剪切频率，就可以保证系统稳定工作。补偿网络的类型由系统的传递函数和补偿要求来决定，采用峰值电流控制的flyback变换器的闭环传递函数框图如图(8)所示。Gc(s)VceoGveo(s)H(s)+-VoVrefR14TL431PC817R15C12R11R10R17VFBVoVoR13RLOWERRUPPER图(8)反激变换器闭环系统传递函数框图图中Gve