一种正激式ZVT-PWM高频软开关充电机的研究

清华大学学报（自然科学版）JOURNALOFTSINGHUAUNIVERSITY(ScienceandTechnology)1999年第3期No.31999一种正激式ZVT-PWM高频软开关充电机的研究*瞿文龙,李众庆,刘士祥，李发海文摘高频软开关技术可有效地减小功率开关器件的开关损耗和应力。介绍了一种正激式ZVT-PWM(zerovoltagetransition-pulsewidthmodulation)高频软开关功率变换器的工作原理。利用辅助ZVT网络使得变换器的主开关和高频整流器件均工作于零电压软开关状态。分析了变换器的工作过程，给出了一个开关周期中的等效电路和主要的开关波形。讨论了这种软开关变换器的不足，提出了减小辅助管电压、电流应力的折中考虑，对ZVT-PWM变换器进行改进。利用这种软开关技术研制了一台用于电动汽车的车载充电机，给出了充电机的控制系统框图，简单介绍了充电机的工作原理。最后给出了运行波形和试验结果。关键词正激式;ZVT-PWM;变换器;充电机分类号TN303ResearchofhighfrequencysoftswitchingchargerwithforwardZVT-PWMtechniqueQUWenlong,LIZhongqing,LIUShixiang,LIFahaiDepartmentofElectricalEngineering,TsinghuaUniversity,Beijing100084,ChinaAbstractBoththeswitchinglossandelectricstresscaneffectivelybereducedbyapplyinghighfrequencysoftswitchingtechniquetothepowersemiconductordevices.Aforwardzerovoltagetransition-pulsewidthmodulation(ZVT-PWM)converterisintroduced.ByusingauxiliaryZVTnetworkthemainswitchandhighfrequencyrectifierscanoperateinzerovoltagesoftswitchingstate.Theoperatingprocessofoneswitchingcycleisanalyzedindetails,theequivalentcircuitsinoneswitchingcycleandsomemainswitchingwaveformsaregiven.Themaindisadvantageisdiscussed,acompromiseconsiderationforreducingthevoltageandcurrentstressesoftheauxiliaryswitchisproposedandsomeimprovingmeasurestotheconvertercircuitarepresented.Byuseofthissoftswitchingtechniqueaprototypeofon-boardchargerforelectricvehiclesisdeveloped,theblockdiagramofthechargercontrollerispresentedandtheprincipleofthechargerisdescribedbriefly.Finallytheoperatingwaveformsandsomeexperimentalresultsofthechargeraregiven.Keywordsforward；zerovoltagetransition-pulsewidthmodulation(ZVT-PWM)；converter;charger随着高频电力电子开关器件的不断发展和推广使用，高频开关技术引人注目。提高功率变换器的开关频率，可提高其性能，同时可减小功率变换器中的变压器体积和重量，以及电感、电容等无源器件的容量，进而可减小它们的体积和重量。当开关频率高于18kHz时，可消除音频噪声对人耳的影响。所以高频功率变换器受到人们的青睐。但开关频率的提高也会带来不利的方面［1］，在通常PWM硬开关方式下，器件的开关损耗正比于开关频率。当开关频率提高时，开关损耗增加，导致散热器体积和重量增大，效率降低。尤其当功率开关器件在高电压、大电流场合下作高频运行时，开关损耗会变得相当严重。为了解决高频运行时严重的开关损耗和二极管反向恢复电流产生的问题，各种谐振、多谐振零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)不断问世［2～4］。由于零电压、零电流的开关条件是靠电感、电容的谐振得到的，所以功率器件的电压、电流应力较大。软开关技术综合了零电压、零电流谐振开关开关损耗小和脉宽调制(PWM)开关电应力小的优点［5～6］，在开关过程中，为零电压或零电流谐振开关，开关过程结束后又返回PWM状态。本文介绍了一种正激式ZVT-PWM软开关功率变换器。并将其应用于电动汽车车载充电机。1正激式ZVT-PWM功率变换器电路分析正激式ZVT-PWM电路原理图见图1。主功率开关器件T和高频变压器TR，以及二极管D1，D2，D3，输出电感L0，输出电容C0组成典型的正激式PWM功率变换器，E2为负载电压。开关器件TA、电感Lr和电容Cr及二极管D4组成一辅助谐振网络。由于这辅助谐振网络的参与，使得主功率开关器件T和输出二极管D2、D3都工作在零电压软开关状态。定性分析其开关过程，开关波形见图2。VGS(TA），VGS(T)分别代表辅助管TA和主管T的控制极驱动电压波形。图1正激式ZVT-PWM变换器主电路原理图图2正激式ZVT-PWM零电压功率变换器的主要波形将变换器一个开关周期分成若干个子区间。假设在t0以前主管T和辅助管TA都处于关断状态，谐振电容Cr上的电压为母线电压Vi，输出端的续流二极管D3处于续流状态。1)t0—t1：t0时刻导通TA，TA立即饱和导通，谐振电感Lr中的电流线性上升。变压器原边绕组中的电流即为Lr中的电流。当此电流小于负载电流的折算值时，D2、D3在换流，变压器为短路状态，所以Cr上基本维持电源电压不变。由于续流二极管D3在零电压下换流，所以消除了由输出二极管换流造成的电磁干扰噪声。此阶段的等效电路见图3(a)。图3正激式ZVT-PWM功率变换器开关过程中的等值电路2)t1—t2：t1时变压器原边绕组中的电流上升到负载电流的折算值，输出二极管换流结束，并且电感Lr和电容Cr开始谐振，此时的等值电路如图3(b)所示。谐振开始后，电容Cr上电压从Vi开始下降，Lr中电流继续上升，与此同时变压器输出电压开始上升。图中LTR为变压器原边励磁电感，I′0为变压器负载电流的折算值。3)t2—t3：t2时谐振电容Cr上的电压放电到零，主开关器件T上承受的电压下降到零，电源电压全部加在了变压器绕组上。由于Lr中的电流不为零，所以LrCr谐振要继续下去，Lr中的电流要对Cr反方向充电，但是主开关器件T上反并联二级管的存在，使其对Cr的反充电无法进行，谐振电流只能经主管的反并联二极管续流，同时负载电流的折算值I′0也流过Lr。此阶段的等效电路见图3(c)。主器件T的反并联二级管的导通为其实现零电压开通创造了条件。主开关器件的门极驱动信号应在其反并联二极管导通后加上。4)t3—t4：t3时导通主管T，T在零电压下开通。主管的电流上升，辅助管的电流下降，变压器原边电流由T和TA两管共同承担。其等效电路见图3(d)。5)t4—t5：t4时关断辅助管TA，Lr的原边电流迅速衰减至零，变压器原边电流全部流经主管T。Lr原边绕组中的电流转移到副边绕组中并开始衰减，当Lr的副边绕组电势高于电源电压Vi时，二极管D4开始导通，Lr中的储能回馈给电源。由于Lr中的储能不大，所以回馈过程很短，Lr的副边电流也很快衰减完毕。至此辅助换流结束，变换器进入了普通正激式PWM的导通阶段，电能从电源流向负载。其等值电路见图3(e)。在此阶段，变压器TR原边除流过负载电流折算值I′0以外，其励磁电流在线性上升。6)t5—t6：t5时关断主管T，流经变压器原边的负载折算电流I′0和励磁电流向谐振电容Cr充电，使Cr上电压上升。由于Cr与主管是并联的。所以主管在关断过程中作用于管子的电压是呈斜坡上升的，这样可实现主管在接近零电压的情况下关断。7)t6—t7：t6时谐振电容Cr上的电压上升到电源电压值Vi，此时变压器TR各绕组上的电压为零，副边的整流二极管开始换流，使得D2在零电压下关断，D3与D2开始换流，即从整流状态换到续流状态。t6后变压器的励磁电流要继续向Cr充电，使得Cr上电压高于电源电压Vi,并继续升高。变压器绕组电压的极性变反，并电压值近似线性上升，所以作用于二极管D2上的反向电压呈斜坡状上升，这样二极管D2关断时不会产生很大的反向恢复电流。8)t7—t8：t7时Cr上电压被充到2Vi，变压器绕组上的反向电压达到Vi。当变压器绕组上的反向电压高于电源电压时，回馈二极管D1开始导通，变压器的励磁能量经D1送回电源。9)t8—t0：t8时变压器的励磁电流衰减为零，即变压器的磁通复位。之后Cr从2Vi放电到Vi，等待下一个周期t0的到来。2充电机控制原理图正激式ZVT-PWM功率变换器应用于充电机的控制框图见图4。充电机是一个电流闭环系统。充电电流即给定电流，由被充电的蓄电池电压决定。电压低时，给定电流较大，当电压升高时，给定电流自动变小。高到某一设定电压时，滞环比较器的输出电平由高变低，封锁驱动信号，充电机停止充电。当电池电压低于某一设定值时，充电机将自动进入充电状态。图4充电机控制框图以上的分析忽略了开关器件的通态电阻和变压器漏磁通的影响。电流反馈信号取自输出回路电阻R上的压降。给定电流与反馈电流进行比较，其差值进入比例积分(PI)调节器调节。由PI调节器的输出经PWM控制器转换为相应的PWM信号。此PWM信号分两路输出，其中一路经一单稳电路产生辅助管所需的驱动信号，另一路经过一个延时电路，得到主开关器件T所需的驱动信号。辅助管与主管的驱动信号关系请看图2中的驱动信号波形。3正激ZVT-PWM充电机的折中考虑正激ZVT-PWM变换器是利用辅助谐振网络Lr、Cr和辅助开关器件TA使得主功率开关器件和变压器副边高频整流器件工作于零电压开关状态的。从图1中辅助管TA在开关过程中承受的电压波形可以看到，辅助管TA虽然工作时间很短，但工作条件很恶劣。TA的开通和关断都在硬开关状态下，且它承受的电流为负载电流和谐振电流之和。在实际应用中，适当减缓辅助管的负担是有必要的。谐振元件Cr和Lr的参数对系统运行影响很大。谐振电容Cr取得大，对主管的零电压关断是有好处的，但会增加谐振电流的幅值，使谐振周期变长，后两者明显会加重辅助管的电流负担。谐振电感Lr选得大，可减小谐振电流幅值，但谐振周期变长了。当谐振电感被选择为变压器形式时，在辅助管关断时，主磁通的储能经变压器耦合送回电源，漏感能量会造成辅助管过压。所以在实际的系统中，Lr不采用变压器耦合形式，而采用如图5所示的电感Lr与快速二极管并联的形式，此电感值的设计要满足条件：1)在谐振期间不会进入饱和状态；2)Lr中的续流要在辅助管关断期间结束。在实际电路中Cr的值也取得较小。为了减小主管关断后变压器漏感造成的尖峰电压，在变压器原边绕组的两端并上电容C2。经折中考虑后，正激式ZVT-PWM充电机的主电路如图5所示。图5折中考虑后的正激式ZVT-PWM充电机的主电路4试验结果试制了一台额定输入电压为120V，额定输出电压为12V，额定输出电流为8A，开关频率为50kHz的正激ZVT-PWM小功率充电机。图6中VGS为主开关器件T的门极驱动信号，VDS为源漏极之间的电压。从图中可看到，在其门极驱动信号出现之前，作用于器件上的电压已下降到零。所以主开关器件T在零电压下开通。同时也可看到，由于谐