Flyback架构EMI分析.

1Flyback架构的EMI分析——Conduction部分SANTAKR&D刘鹏/王可志2一、目的Flyback架构的EMI效果通常是比较差的（特别是在不连续工作模式下）,以往常经验来看，充电板以及功率板上的充电部分是整机EMI效果的重要决定因素之一。因此在此专题里面将以Flyback架构为对象，分析其Noise源，传播途径，改善方法。拟在不影响电气性能的前提下，降低成本、提高UPS的EMC性能。3二、Noise的产生机理及传播途径：Flyback架构高频等效模型Cds：MOSFET的寄生等效电容，Cj：二极管的节电容Cj，Cm：MosfetD极对散热片杂散电容，Cd：输出二极管负极对散热片的杂散电容Les：变压器副边对其他绕组的漏感，Lep：变压器原边对其他绕组的漏感Ctx：变压器原边与副边之间的杂散电容，Ce：散热片对地的电容2.1Flyback架构的高频等效模型42.2Flyback架构中的nosie源Noise源：大的di/dt和dv/dt产生的地方，对Flyback架构来说，会产生这些变化的主要有：变压器TX1；MOSFETQ1；输出二极管D1；芯片的RC振荡；驱动信号线；（注：以下皆以C3KS（220V）充电板为研究对象）52.3MosfetQ1动作时产生的Nosie此处发生振荡2此处发生振荡1Q1上Vds的波形MOSFET动作时产生的Noise：如上图所示，主要来自三个方面：①Mosfet开通、关断时，具有很宽的频谱含量，开关频率的谐波本身就是较强的干扰源。②关断时的振荡1产生较强的干扰。③关断时的振荡2产生较强的干扰。62.3.1开关频率谐波干扰的分析T1/d1/trdtr频率（对数）-20dB/dec-40dB/decAV(orI)=2A(d+tr)/TV(orI)=0.64A/TfV(orI)=0.2A/Ttrf2近似的，开关信号的带宽:BW=1/tr在满足温升的条件下，可通过调大驱动电阻来加大tr，而减小信号的带宽。72.3.2Q1振荡1形成机理开关管Q1关断，副边二极管D1导通时（带载），原边的励磁电感被钳制，原边漏感Lep的能量通过Q1的寄生电容Cds进行放电，主放电回路为Lep—Cds—Rs—C1—Lep，此时产生振荡振荡的频率为：LepCdsfmos21在Lep上的振荡电压Vlep迭加在2Vc1上，致使Vds=2Vc1+Vlep。振荡的强弱，将决定我们选取的管子的耐压值、电路的稳定性。量测Lep=6.1uH,Q1为2611查规格书可得Coss=190pF（Coss近似等于Cds）,而此充电板为两个管子并联，所以Cds=380pF。由上式可求得f=3.3MHz，和右图中的振荡频率吻合。从图中可看出此振荡是一衰减的振荡波，其初始的振荡峰值决定于振荡电路的Q值：Q值越大，峰值就越大。Q值小，则峰值小。为了减小峰值，可减小变压器的漏感Lep,加大Cds和电路的阻抗R。而加入Snubber电路是极有效之方法。RCLQ8Q1振荡1形成的共模电流路径共模电流路径（以Cds为考察对象）9Q1振荡1形成的差模电流路径差模电流路径（以Cds为考察对象）102.3.3Q1振荡2形成机理振荡2发生在MosfetQ1关断，副边二极管由通转向关断，原边励磁电感被释放(这时Cds被充至2Vc1)，Cds和原边线圈的杂散电容Clp为并联状态，再和原边电感Lp（励磁电感和漏感之和）发生振荡。放电回路同振荡1。振荡频率为：)(21ClpCdsLpf在Lp上的振荡电压Vlp迭加在Vc1上，致使Vds=Vc1+Vlp。量测Lp=0.4mH；Q1为2611，查规格书可得Coss=190pF（Coss近似等于Cds）,而此充电板为两个管子并联，所以Cds=380pF；Clp在200KHz时测得为Clp=1.6nF。由上式可求得：f=178.6KHz，和右图中190.5K吻合。振荡2产生的共模差模noise的路径:振荡2同样将产生共模、差模noise，其路径和振荡1的分析相同，在此略去。（请参照振荡1的分析）Q1上Vds112.4D1动作时产生的noiseDiode动作时产生的Noise,主要来自三个方面：①Diode开通、关断时，具有很宽的频谱含量，开关频率的谐波本身就是较强的干扰源。②关断时的振荡1产生较强的干扰。③关断时的振荡2产生较强的干扰。产生振荡１产生振荡２Channel1:D1两端电压Channel2:Q1的Vds122.4.1D1开关频率谐波干扰分析：分析方法和Q1的开关频率一致。2.4.2D1振荡1的分析：可看出振荡1是发生在MosfetQ1导通输出二极管D1关断时。此时，副边励磁电感被钳制，副边漏感和二极管杂散电容发生振荡。LesCjf21Les上的振荡电压Vles和副边励磁电感的电压迭加在Diode上，致使Vdiode=2Vc2+Vles。Vles为副边漏感上的振荡电压的幅值。展开振荡1的波形，如右上图。量测Les=1.2uH,D1为086-00085-00查规格书，可得Cj=50pF。而此充电板的副线圈并联有一个１０３的电容，所以此时等效的Cj应为两者只和，Cj=50+10000=10000pF，由上式可求得f=1.45MHz，和上图中的频率吻合。此振荡将产生共模和差模noise,下面将其产生共模和差模的路径分别加以分析。13D1振荡1形成的共模电流路径共模电流路径（以Cj为考察对象）14D1振荡1形成的差模电流路径差模电流路径（以Cj为考察对象）152.4.3D1振荡2的分析D1振荡2的形成机理：D1振荡2则是由于一次侧Mosfetnoise产生的Q1振荡2通过变压器的复制作用而传到了副边，它形成共模、差模noise的路径，和振荡1一致。另：电路中所使用IC的晶振（RC振荡）、脉冲输出等也是EMI干扰的来源之一。16编号频率MHz杂讯峰形成原因１0.15开关频率的３次谐波２０.2开关频率的４次谐波和Mosfet振荡２（１９０.５KHz）基波的迭加，所以这部分较强３0.25开关频率的５次谐波４0.35开关频率的７次谐波５0.39开关频率的８次谐波和Mosfet振荡２（１９０.５KHz）的２次谐波的互相迭加，所以这部分会有上升。６1.31Diode振荡１（１.31MHz）的基波７3.3Mosfet振荡１（３.３MHz）的基波2.5Flyback架构noise在频谱上的反应没有加改良措施之前的原始EMI效果（2KS/3KS充电板/开关频率为50KHz）Q1振荡1的频率为:1.316MHz振荡2的频率为:190.5KHzD1振荡1的频率为:3.3MHz振荡2的频率为:190.5KHz17三、改善措施分析我们可实行的改善措施有两个：1、减小Noise的大小；2、切断或改善传播途径。3.1减小Noise的大小：首先考虑以下三个方面：①Mosfet、Diode动作时，具有很宽的频谱含量，开关频率的谐波本身就是较强的干扰源。措施：在满足所要求的效率、温升条件下，我们可尽量选开关较平缓的管子。而通过调节驱动电阻也可达到这一目的。红色：47欧姆的驱动电阻兰色：62欧姆的驱动电阻可看出：在低频段效果不明显；而在高频段（8MHz)，62欧姆的驱动电阻明显好于47欧姆的驱动电阻。这是因为：62欧姆的驱动电阻将减缓驱动信号的上升/下降沿。这样能限制信号的带宽。183.1减小Noise的大小：②Q1、D1的振荡1会产生较强的干扰。措施：*对寄生电容Cds、Cj的处理：在Q1的ds极、二极管的两端各并上一681小电容，来降低电路的Q值，从而降低振荡的振幅A，同时能降低振荡频率f。需注意的是：此电容的能量1/2Cu2将全部消耗在Q1上，所以管子温升是个问题。解决的办法是使用RCsnubber,让能量消耗在R上。同时R能起到减小振幅的作用。*对变压器的漏感Le的处理：1。变压器采用三明治绕法，以减小漏感。2。在变压器的绕组上加吸收电路。3。减小Q1D极到变压器的引线长度。（此引线电感和漏感相迭加）采取上述措施降低振荡1的影响之后，得右图。红色：改善之前兰色：采取措施之后193.1减小Noise的大小：③：Q1D1上的振荡2会产生较强干扰。分析方法和②相同，但此时电感已变得很大了（主要为为励磁电感），因此漏感和引线电感对③的影响相对较小。203.2改善传播途径：同样从上节的分析中，可看出Nosie的传播途径主要是通过变压器的杂散电容Ctx；Mosfet/Diode到散热片的杂散电容Cm/Cd；及散热片到地的杂散电容Ce等途径而耦合到LISN被取样电阻所俘获。措施一：在Rs的地端和C2的地间接一个Y电容（４７２）。原理分析：它的作用是双重的，一是为Mosfet动作产生且串到变压器副边的noise电流（如I4）,提供一个低阻抗的回路，减小到地的电流。二是为二次侧Diode产生的且串到变压器原边的noise电流提供低阻抗回路，从而减小流过LISN的电流。其效果如右图：红色：未改善之前兰色：采取措施之后213.2改善传播途径：措施二：变压器加法拉第铜环：变压器是Noise传播的主要通道之一，其中初级线圈和次级线圈间杂散电容Ctx是重要因素。而在变压器内部加法拉第铜环是减小Ctx的有效的方法之一。效果如右下图。红色：未加法拉第铜环223.2改善传播途径：措施三：散热片接Rs的地端：目的为了将散热片－Ce—地－LISN这一支路旁路掉，从而减小到地的电流。其效果如下图：可看出，在低频时较有效；在高频时，效果不明显，这主要是因为在高频时，管脚直接对地的电容已有相当的作用。红色：散热片未接地兰色：散热片接地233.3综合的EMI效果当综合上述所有措施后，EMI总效果对比如图所示：红色：未采取措施前兰色：综合上述措施后24四、实际效益C1KS的充电板(710-01614-02)专门配有一滤波板(710-01587-01)。现计划将其去掉。按照以上的分析，对单个充电板模块，在原基础上，做以下动作：1。在Q501的ds极加一RCSnubber(471电容/200欧姆），D501上并一471电容。2。在Rs的地端和次级输出电容的地间接一Y电容(472)。3。在市电输入端接一X电容(0.47uF)。4。散热片接Rs的地。（因时间关系，变压器没来得及打样，未动作）红色：充电板原始的EMI效果兰色：上述动作之后的EMI效果25四、实际效益单个模块做好之后，将去掉专用滤波器的充电板装回C1KS机器，作整机测试，并和原机器作对比：红色：原C1KS机器的效果兰色：改动后的效果（已去掉充电板的滤波器）26四、实际效益增删料号描述价格(人民币）060-70220-001uF/275Vac/X22.7552060-70220-001uF/275Vac/X22.7552060-11005-00471/Y20.671060-11005-00471/Y20.671082-10862-002.2mH2.736098-01587-01PCB1.22110-50032-00Terminal0.252*4=1.00811.8864060-30317-000.47uF/275Vac/X20.67070-10073-00471/1000V0.168*2=0.3361.00610.8804costdown总计总计删除增加27五、总结本文着重探讨了Flyback架构（以充电器为例）Noise的产生机理、传播途径。结合理论提出了相对应的改善方法，达到了较理想的实验结果。希望本文能为大家提供参考,力求在不影响电气性能的前提下，降低成本、提高UPS的EMC性能。