第二节：PWM逆变电路及其控制方法

7．2PWM逆变电路及其控制方法●目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术；●逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合；●本节内容构成了本章的主体；●PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。7.2.1计算法和调制法一．计算法●根据正弦波的频率、幅值和半周期内脉冲的个数，准确计算出PWM波各脉冲的宽度和间隔，根据此计算来控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需的PWM波形●用计算法非常繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，计算的结果都要跟着变化。7.2.1计算法和调制法二．调制法●用输出波形作为调制信号，进行调制控制，从而得到期望的PWM波；●通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波信号；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；●载波信号波与任一平缓变化的调制信号波相交，在相交点来控制电力电子器件的通断，可以得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求；●调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；●调制信号是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。图7－5单极性PWM控制方式波形图6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud举例：结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明●工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补；●uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断；●uo负半周，V2通，V1断，V3和V4交替通断；信号波载波图6-4调制电路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc图7-4单相桥式PWM逆变电路三．控制规律：单极性PWM控制方式★uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断●感性负载电流滞后电压，uo正半周，io一段正，一段为负；●io为正的区间，V1和V4导通时，uo＝Ud；●V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo＝0；图7-4单相桥式PWM逆变电路信号波载波图6-4调制电路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc★uo负半周，V2通，V1断，V3和V4交替通断●io为负时V1和V4仍导通，io从VD1和VD4流过，uo=Ud；●V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0；●uo总可得到Ud和零两种电平●uo可得－Ud和零两种电平图7-4单相桥式PWM逆变电路信号波载波图6-4调制电路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc★uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断单极性PWM控制方式●在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断●ur正半周，V1保持通，V2保持断●当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud●当uruc时使V4断，V3通，uo＝0图6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud图7-5单极性PWM控制方式波形uc载波信号ur调制信号单极性PWM控制方式●ur负半周，V1保持断，V2保持通；●当uruc时使V4通，V3断，uo＝0●当uruc时使V4断，V3通，uo＝－Ud●虚线uof表示uo的基波分量图6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud图7-5单极性PWM控制方式波形uc载波信号ur调制信号四．控制规律：双极性PWM控制方式控制●在调制波ur的半个周期内，三角波载波uc有正有负，得到的PWM波也有正有负；●在ur一周期内，输出PWM波只有±Ud两种电平；●仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件的通断；●ur正负半周，对各开关器件的控制规律与单极性控制相同；图6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud四．控制规律：双极性PWM控制方式●当uruc时：给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号●如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通，uo=Ud●当uruc时：给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号●如io0，V2和V3通，如io0，VD2和VD3通，uo=－Ud信号波载波图6-4调制电路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制图7-6双极性PWM控制方式波形图6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud本节习题184页习题1、习题2双极性PWM控制方式（三相桥逆变）图6-7调制电路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNN'C+C+urUurVurW2Ud2Ud图6-7三相桥式PWM型逆变电路●三相的PWM控制公用三角波载波uc●三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°U相的控制规律●当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN’=Ud/2●当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN’=-Ud/2●当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通图6-7调制电路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNN'C+C+urUurVurW2Ud2UdU相的控制规律图6-8ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdOtOOOOOttttt2Ud2Ud2Ud2Ud2Ud3Ud32Ud●uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2两种电平●uUV波形可由uUN’-uVN’得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0图6-8三相桥式PWM逆变电路波形输出PWM波形规律●uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2两种电平●uUV波形可由uUN’-uVN’得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0●输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成●负载相电压PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5种电平组成防直通死区时间●同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间●死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定●死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波图6-8三相桥式PWM逆变电路波形特定谐波消去法图6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形●这是计算法中一种较有代表性的方法，如图6-9●输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控●为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称●首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即)()(tutu特定谐波消去法●其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称)()(tutu（6－2）（6－3）同时满足式（6-1）、（6-2）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为,,,nntnsina)t(u53120dsin)(4ttntuan式中，an为图6-9，能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。该波形的an为)cos2cos2cos21(2d)sin2(dsin2d)sin2(dsin2432120332211nnnnUttnUttnUttnUttnUadddddn式中n=1,3,5,…确定a1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a3消去两种特定频率的谐波在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：0)7cos27cos27cos21(720)5cos25cos25cos21(52)cos2cos2cos21(2321d7321d5321d1UaUaUa给定a1（即为希望输出正弦波的幅值），解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相应改变一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波k越大，开关时刻的计算越复杂除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍6.2.2异步调制和同步调制载波比——载波频率fc(如三角波)与调制信号频率fr(如正弦波)之比，N=fc/fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制6.2.2异步调制和同步调制1.异步调制异步调制—载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大6.2.2异步调制和同步调制2.同步调制同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受图6-10同步调制三相PWM波形图6-10ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud2Ud分段同步调制(图6-11）把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近分段同步调制(图6-11）图6-11中的载波频率fc大约在1.4~2.0kHz之间。在输出频率fr在60~100Hz之间，N=21在输出频率fr在45~60Hz之间，N=33在输出频率fr在33~45Hz之间，N=45在输出频率fr在22~33Hz之间，N=69在输出频率fr在14~22Hz之间，N=99在输出频率fr在10~14Hz之间，N=147图6-11中的载波频率fc大约在1.4~2.0kHz之间。在输出频率fr在7~10Hz之间，N=201在输出频率fr在7Hz以下，异步控制载波频率fc不变，如保持2.0kHz。分段同步调制(图6-11）采用滞后切换的方法：如在在输出频率fr在33Hz时若输出频率从低增加到33Hz，即按输出频率fr在22~33Hz之间，N=69控制，若输出频率从高减小到31Hz，即按输出频率fr在33~45Hz之间，N=45控制，但要修改下限频率为32或再小，即在32~45Hz之间，N=45控制，即为滞后切换图6-11分段同步调制方式举例00.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321图6-11fr/Hzfc/kHz