2011A开关电源模块并联供电系统设计报告

2011年全国大学生电子设计竞赛设计报告参赛题目：开关电源模块并联供电系统题目编号：A参赛队员：韩洪健吴鹏鑫张帅参赛单位：黑龙江科技学院日期：二〇一一年九月四日摘要：本系统通过双管正激方式构成基本的DC/DC模块，实现输入24V直流电压时模块输出电压UO=8.0±0.4V。然后通过采样电阻以及均流技术控制2个DC模块的输出电流按规定方式输出。本系统具有调整速度快，精度高，电压调整率低，负载调整率低，效率高，无需另加辅助电源板，输出纹波小等优点。关键词：双管正激电路；均流技术；开关电源。一、方案论证与比较1.1DC-DC主回路拓扑的方案选择DC-DC变换有隔离和非隔离两种。由于输入输出隔离的方式安全，所以选择非隔离方式，具体有以下几种方案：方案一：反激开关电路形式。24V直流电经过变压器的原边，用单个开关电压恒定。根据占空比和负载，可以工作在完全或不完全能量转换方式。方案二：BUCK电路形式。BUCK调整器中的FET1﹑L1和D1将输入电压降低，并供给推挽DC变压器的FET2、FET3和T1。DC变换器的主输出到BUCK调整器形成闭环控制以恒定输出，因此其他的辅助输出近似不变。方案三：双管正激变换电路形式。双管正激变换器使用两个开关管，从而使每个管尽承受一倍直流输入电压，且关短时也不出现漏感尖峰因此双管正激变换器更可靠。故选择方案三。1.2控制方法的方案选择方案一：采用单片机产生PWM波,控制开关的导通与截止。根据A/D后的反馈电压程控改变占空比，使输出电压稳定在设定值。负载电流在康铜丝上的取样经A/D后输入单片机，当该电压达到一定值时关闭开关管，形成过流保护。该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂。速度慢，输出电压稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂。方案二：采用恒频脉宽调制控制器TL494，这个芯片可推挽或单端输出，工作频率为1--300KHz，输出电压可达40V,内有5V的电压基准，死区时间可以调整，输出级的拉灌电流可达200mA，驱动能力较强。芯片内部有两个误差比较器，一个电压比较器和一个电流比较器。电流比较器可用于过流保护，电压比较器可设置为闭环控制，调整速度快。鉴于以上论述，选用方案二。1.3电流工作模式的方案选择方案一：电流连续模式。电流连续工作状态，在下一周期到来时，电感中的电流还未减小到零，电容的电流能够得倒及时的补充，输出电流的峰值较小，输出纹波电压小。方案二：电流断续模式。断续模式下，电感能量释放完时，下一周期尚未到来，电容能量得不到及时补充，二极管的峰值电流非常大，对开关管和二极管的要求就非常高，二极管的损耗非常大，而且由于电流是断续的，输出电流交流成分比较大，会增加输出电容上的损耗。由于对于相同功率的输出，断续工作模式的峰值电流要高很多，而且输出直流电压的纹波也会增加，损耗大。鉴于上面分析，本设计采用方案二。1.4提高效率的方案选择影响效率的因素主要包括单片机及外围电路功耗，单片机及外围电路供电电路的效率和DC—DC变换器的效率。二、理论分析与计算2.1DC/DC变换器稳压方式：ＤＣ－ＤＣ主回路原理图①Pin=Po／η=8V*2A=16/0.9=17.777②设Dmax=0.45ΔBm=0.2T③计算NpN=Vin*Dmax/A*ΔBm*f=24*0.45/1.28*310*0.2*45*10³=9.375④Ns=Np*Dmax*VinVfVo=9*9.375/(24*0.45)=7.8145Ns/Np=7.8145/9.375=8/NpNp=10Ns=8⑤原副边电流的有效值：Is=IoDmax=20.45=1.341A横截面积：As=Is/J=1.341A/4.32=0.3104线径：Ds=4As/=0.3954=0.6288mmIprms=2*0.80.45=1.0728Asp=1.0728/4.32=0.2483Dp=0.2483/*4=0.31635=0.562449mm⑥集肤效应Δ=310*4575=0.3535mm线径D=0.47mm2.2电流电压检测通过反馈电路提供一个参考电压，与输出电压的反馈分压进行比较，电压误差放大器产生一个高或低电平，控制脉宽变化，来达到调整输出电压的变化，反复调整后使输出达到设定得值为止。参考电压输出后电压的反馈调节是自动调节的，调节速度快。由于本设计对效率的要求比较高，所以在设计时尽量不用单片机，这样可以尽可能的提高效率。2．3均流方法：同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。2.4过流保护：采用恒流型电流限制时，在短路条件下线性调整器会产生大量的内功耗，从而降低电源的性能。因此采用折返输出电流限制，电路在过载情况下减小电流，从而减少线性调整晶体管的功耗。三﹑电路设计3.1主电路1uFC?CapPol11KR?Res2D?Diode1N41491KR?Res20.01uFC?Cap0.01uFC?Cap1uFC?CapPol1VCCVREF8RT/CT4COMP1VFB2GND5CURRENTSENCE3OUTPUT6VI7U?UC3843VCC1VREF0.01uFC?CapGND11KR?Res20.01uFC?Cap0.01uFC?Cap1KR?Res21KR?Res21KR?Res2GND1GND1VIN+GND1GND1D?Diode1KR?1KR?Res20.01uFC?CapGND1D?Diode3*mos1KR?Res2GND1*T?变压器D?DiodeVCCGND12.2uFC?CapPol12.2uFC?CapPol13*mos1KR?Res2D?Diode*T?变压器1KR?Res23*mos1KR?Res2D?DiodeISD?Diode1N4001D?Diode1N40011KR?Res21KR?Res21KR?Res20.01uFC?Cap0.01uFC?Cap2.2uFC?CapPol110mHL?InductorIronDotVOUT+GND2VIN+D?DiodeQ?2N3904D?Diode1KR?Res2T?0.1uFC?Cap1KR?Res21KR?Res20.01uFC?Cap1KR?Res2D?DiodeQ?2N3904D?Diode1KR?Res21KR?Res2VREF8RT/CT4COMP1VFB2GND5CURRENTSENCE3OUTPUT6VI7U?UC3843GND1ISGND1GND1VCC0.01uFC?CapGND14K7R?Res20.01uFC?Cap1KR?Res2GND1U?Optoisolator1GND10.01uFC?CapGND11KR?Res21KR?Res21KR?Res21KR?Res21KR?Res2GND20.01uFC?CapGND2GND13.1.1主回路器件的选择及参数设计：3.1.1磁芯和线径选择。当交变电流通过导体时,电流将集中在导体表面流过,这种现象叫集肤效应。电流或电压以频率较高的电子在导体中传导时,会聚集于总导体表层,而非平均分布于整个导体的截面积中。线径的选择主要由本系统的开关频率确定。开关频率越大，线径越小，但是所允许经过的电流越小，并且开关损耗增大，效率降低。选择的AWG导线规格为21#，直径为0.47mm、0.21mm（含漆皮）.磁芯选择铁硅铝磁芯、EE40、EE25等，该磁芯具有高的饱和磁通密度，在较大的磁化场下不易饱和，具有较高的导磁率、磁性能稳定性好（温升低，耐大电流、噪声小），适用在开关电源上。3.1.3效率的分析：输出功率计算公式：，输入功率计算公式：。由于题目要求DC/DC变换器（控制器）都只能由Uin端口供电，不能另加辅助电源，所以单片机及一些外围电路消耗功耗要尽量的低。为此，在设计本系统时单片机采用低功耗单片机STC89C52,该系统集成了8路12位A/D和两路12位D/A.减少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是要降低变换器的损耗，变换器的损耗主要有MOSFET导通损耗,MOSFET开关损耗MOSFET驱动损耗，二极管的损耗、输出电容的损耗，和控制部分的损耗，这些损耗可以通过降低开关频率等方法来降低。各级损耗的计算方法如下：1．导通损耗：；2．开关损耗：;3．门级驱动损耗：;4．二极管的损耗：;5．输出电容的损耗：3.1.4保护电路设计与参数设计：康铜电阻的大小选择：康铜丝主要起两个作用，过流保护和测试负载电流。康铜丝接在整流输入地和负载地之间，越小越好，这样会使两个地之间的电压很小。但是如果太小由于干扰问题会造成过流保护的误判，并且对于后级运放的要求比较高，经过实验，选择0.1欧姆的电阻效果比较好。由于电阻太小，难以测量，所以先测得1欧姆的电阻，然后截取其长度的十分之一。四、结论经过四天三夜的辛勤努力，我们实现了题目的全部要求，在某些方面系统性能还超过了题目的要求，但由于时间紧，工作量大，系统还存在许多可以改进的地方，比如电路布局、和抗干扰方面还有很大的提升空间，经过改进，相信性能还会有进一步的提升。本次竞赛极大的锻炼了我们各方面的能力，虽然我们遇到了很多困难和障碍，但总体上成功与挫折交替，困难与希望并存，我们将继续努力争取更大的进步。五、参考文献1曲学基等。新编高频开关稳压电源。北京：电子工业出版社，20052钱振宇等。开关电源的电磁兼容性。北京：电子工业出版社，20053【美】Abrahaml.Pressman等著王志强等译开关电源设计。电子工业出版社，2007