2011年电赛陕西赛区上报国家参赛队设计报告论文模板

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光伏并网发电模拟装置学校:********作者:*********指导教师:***中文摘要:本制作采用模拟锁频-锁相技术,实现了对基准正弦信号相位的精确跟踪;利用PWM调制技术的D类功放,实现了DC-AC的高效变换;输出级功率VMOSFET管采用H桥结构,实现了输出正弦电压的无缝交接和功率拓展;采用负反馈电压调整技术,实现了Ud=US/2的精确跟踪,采用AD+CPU的方法实现了过流过压保护点的精确设定。实测结果表明,该装置实现了题目要求的全部功能,多项指标优于题目要求。英文摘要:***************关键词:DC-AC;PWM;D类功放;负反馈调整;锁频-锁相一、方案论证1.DC-AC变换与功率放大方案有三种方案可供选择。一是直接线性功率放大方案:将基准电压直接进行线性功率放大,实现DC-AC变换。此方法虽简单,若选放大器为A、B、C类则效率都不高。二是斩波方案:利用开关管将直流电压斩波为与基准正弦信号周期相同的方波,再通过低通滤波器滤出基频。优点是方案简单,效率高,缺点是滤波电路复杂,输出波形失真太大。三是PWM调制的D类功率放大方案:此方案效率高,失真小。经比较,采用方案三。DC-AC变换器采用PWM调制的D类功率放大器,其除了具有极高的效率,还具有良好的线性。为了满足输出电压幅度(或输出功率)的要求,输出开关功率管必须接成H桥的形式。2.频率-相位跟踪方案方案一:数字锁频—锁相方案,此方案采用数字锁相环,同时对频率和相位进行跟踪。先将基准信号和输入电压采样信号分别变换为矩形脉冲,送数字锁相环进行处理,然后再变换成正弦电压信号,将其作为控制电路的新基准。该方案最大优点是硬件结构简单,实现灵活方便。方案二:模拟锁频-锁相方案,此方案采用模拟方法进行频率和相位的跟踪。一般的模拟锁相环,锁相后往往存在固定相差,本方案采用矢量旋转合成技术,即将Uref和Uf通过鉴相、相位误差比较放大后,去压控与Uref互成±90o的矢量的幅度,最后再与Uref矢量进行叠加,形成旋转合成矢量,作为逆变器的输入电压,最终实现Uf和Ur几乎零相差的相位跟踪。经搭建实验电路测试,此方案实现电路虽较为复杂,但抗干扰能力强、跟踪精度高。本设计最终采用方案二,方案一可做备选。3.最大功率点跟踪方案方案一为直接采集控制方案,此方案通过A/D变换器对US、Ud进行监视,借助单片机算法合成控制信号以实现功率跟踪。但该方案对功率跟踪不够直接,系统收敛较慢。方案二为负反馈调整方案,此方案电路简单,且容易与频率-相位跟踪电路进行配合。经搭建实验电路测试,此方案完全可以达到题目要求,且控制精度较高,故采用此方案。该方案对US和Ud分别进行取样,经过比较放大后,输出控制电压去压控正弦输入信号的幅度,最终实现功率跟踪,使Ud=US/2。4.欠压、过流保护保护方案方案一:采用对Ud、Io进行取样,在与基准电压进行比较,输出关断信号关断功率输出。此方法为纯硬件方案,保护点可以通过电位器进行连续调节。方案二:利用A/D变换器对Ud、Io进行采样并转换为数字信号,送单片机与设定好的电压、电流值进行比较,输出关断信号关断功率输出。此方法硬件电路简单,且保护点可通过软件进行灵活设定,故本设计采用方案二。5.纹波抑制方案由于采用了D类功放,输出级必须采用低通滤波器,以消除开关次频率的高频纹波。方案一为每个半桥采用两阶Butterworth滤波器,此方案的优点是电路简单,但对开关次频率的压制还不够。方案二为每个半桥采用四阶Butterworth滤波器,可对纹波进行进一步抑制,比较后采用方案二。二、理论分析与计算1.MPPT的控制方法与参数计算最大功率点跟踪实际上是要使Ud→US/2的控制问题,使Ud→US/2,就要调整负载的功率(电压),从而调节Id来改变RS上的电压(功耗),问题转化为输出电压的控制问题。控制框图如图1所示。图1MPPT框图分别对Ud和US进行分压取样,将其电压样品进行比较放大后,去压控由频率-相位跟踪环节送来的正弦电压信号,形成复合基准正弦电压信号uc,再送给PWM调制器,对输出电压的幅度进行调节,使负载消耗的功率跟着变化,使Ud和Id同时发生变化,这种负反馈闭环系统最终将US与Ud的比例关系予以锁定,改变Ud或者US的取样电压,可将其准确的调整为Ud=US/2。取样、比较放大调整环节采用传统的实现方法来完成,压控幅度调整环节利用模拟乘法器来实现。uFuREFUduo1低通滤波器开关功率输出级PWM及驱动电路压控幅度调节Us、Ud取样及误差放大频率、相位跟踪uc变压器uo2.同频、同相的控制方法与参数计算为了实现模拟电网与参考信号的同频、同相跟踪,并输出新的正弦参考电压信号,系统采用模拟锁相技术,原理框图如图2所示。图2相位跟踪整体框图Ur为参考信号,Uf为逆变器输出的反馈信号。由90o移相器与乘法器1组成鉴相器,实现Ur与Uf的鉴相功能,然后将输出的相位误差信号与零电平进行比较放大(开环比较放大)后,送乘法器2的一个输入端。由于开环放大倍数很高,只要两个信号有一点相差,均可得到高倍放大。乘法器2的另一个输入信号来自于Ur经过90o相移后的信号,所以从乘法器2输出的信号,其幅度大小取决于经过比较放大后的相位误差电压的大小,其相位与参考信号Ur相差±90o,±极性取决于比较放大后的电压极性。因此,乘法器2组成了±90o矢量的形成及±90o矢量的幅度调整环节,其输出的±90o矢量与原参考矢量Ur进行矢量叠加,形成合成矢量Ui(如图3示),合成矢量的相位取决于±90o矢量的幅度。合成矢量送给功率跟踪环节形成复合基准信号uc,作为逆变器的输入信号。由于本相位跟踪环节与逆变器一起组成闭环调整系统,通过对合成矢量相位的调节,实现了Ur与Uf的几乎零相差跟踪。合成矢量的相位具有较大的调整范围,对于系统的超前或滞后相移均能得到超强的跟踪。3.提高效率的方法(1)功率输出管的选择功率输出管可选三极管、VMOS场效应管或IGBT管。虽然三者速度都可满足本题目要求,但是晶体三极管需要较大的驱动电流,并存在储存时间,开关特性也不够好,使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗增大;由于电源Ud电压不是太高,而IGBT具有较大的导通压降,也会导致损耗增大;VMOSFET具有较低的导通电阻、以及良好的开关特性,因而选择VMOSFET功率管,有利于提高系统的效率。(2)功率输出级的结构形式由于采用半桥结构满足不了输出功率的要求,输出级必须采用4个VMOSFET鉴相器比较放大±90o0o乘法器2合成矢量加法器Ui乘法器190o移相器UrUfUiUr0oUi+90o-90o旋转合成矢量φ0图3旋转矢量合成示意UdPWM1PWM2PWM2PWM1图4H桥输出级电路(μH)管构成的H桥结构。简化原理图如图4所示。由于输出管工作在开关状态,故具有极高的效率。理论上为100%,实际电路也可以达到80%~99%。(3)减小滤波电感的附加损耗,磁芯材料选用低损耗的铁硅铝磁芯,绕制电感用漆包线尽量增大其线径。(4)输出级电路板走线及外引线尽量加宽加粗。4.滤波参数的计算输出级采用LC低通滤波器,为了进一步降低高频纹波,每个半桥电路采用四阶Butterworth滤波器,电路结构如附录图5所示。图5LC低通滤波器这里电感L1的选择的至关重要,除了满足滤波要求之外,它还直接决定着开关管的最大开关电流,VMOSFET管开关电流的大小决定着最大可能的输出功率,当电感L1选得较大时,虽然滤波效果好,但开关电流小,输出不了大的功率,L1选得较小时开关管的电流较大,功率损耗增大,且影响MOS管的安全。综合输出功率的要求,VMOSFET管的最大瞬时电流设定为8A(留有足够的功率容量),在正常工作条件下,VMOSFET管导通时,加在电感L1上的最大可能电压为Ud值(30V),当选择开关频率为50kHz(载波周期T=20μs),并忽略MOS管的导通电阻和线圈内阻,在最大脉冲宽度条件下:1max1dLUITL,611max302010758dULTL考虑PWM的开关频率(50kHz)远远大于DC-AC的逆变频(50Hz),低通滤波器的截止频率点没有必要选择太低,经实验测定,取C1=3μF,完全达到设计要求。L2、C2的主要作用是进行二次滤波,取值较为灵活。实际中取L2=L1=75μH,C2=2μF。由于电路对称,因而H桥对称的另一侧滤波器参数与本侧相同。三、电路与程序设计1.DC-AC主回路与器件选择(1)主回路的结构DC-AC变换器采用PWM调制的D类功率放大器,输入信号为双跟踪后的复合基准信号。组成框图如图6所示。uo1Ud低通滤波器开关功率输出级驱动电路PWM产生器功率和频率-相位跟踪系统变压器uFuREF复合基准信号ucuoL1L2C1C2C2'C1'L2'L1'负载Ud图6DC-AC主回路框图(2)PWM产生电路及器件选择实际电路由运放、比较器及CMOS非门搭建,原理电路从略。三角波振荡器采用低频教材中的典型接法,产生的三角波具有良好的线性,由于调制信号的频率(50Hz)较低,故载波频率选择为50kHz,完全满足抽样定理的要求。由于载波频率不高,故运放选用通用集成运放LM353,比较器选低功耗四比较器LM339,一个比较器与运放组成三角波振荡电路;另一个比较器产生PWM脉冲。单路PWM脉冲经由反相器裂相后形成一对极性相反的PWM1和PWM2信号,分别送给驱动集成块IR2110的LIN和HIN端。反相器选用6反相器CD4069,其开关速度满足要求。此外本电路还设计了输入幅度限制电路,以防止因输入幅度过大导致PWM部分时段无输出的现象,由于篇幅所限,原理从略。(3)驱动、输出电路及器件选择原理电路如附录图1所示。图中仅给出了其中半边电路,另一边与此基本相同,仅驱动输入端的PWM1和PWM2信号要进行交换。驱动电路采用可同时驱动一对互补对称输出管的驱动集成芯片IR2110,它可以驱动供电电压达500V的VMOSFET,驱动电流达2A,导通、关断时间分别为120ns和90ns,IR2110完全可以满足设计要求。本装置用两片IR2110芯片分别驱动H桥输出电路中的4个VMOSFET。输出开关管选用VMOSFET的型号为IRF640,因为它具有较小的导通电阻,只有0.18Ω,最大电流可达18A,耐压值为200V,且与IR2110配套时不需附加其它电路。(4)低通滤波器设计及磁芯材料的选择低通滤波电路及参数如前所述,采用双四阶Butterworth滤波器,电感磁芯选用低损耗铁硅铝材料,绕制用漆包线线径2mm,可进一步减小损耗。2.控制电路(1)同频、同相实现电路同频、同相的实现方法已在前面进行了讨论,具体的实现电路如附图2所示。由运放IC1组成的积分电路,实现了对参考信号的90o相移,由IC2A组成90o相移补偿电路,其补偿调整量很小,且可以进行调节(RW1);由乘法器IC4A与90o相移电路一起组成鉴相器,实现了ur与uf的鉴相,由R9、C6组成低通滤波输出直流误差电压;由运放IC3组成一开环比较放大器对误差电压进行开环放大;由乘法器IC4B来实现±90o矢量的幅度控制,由R15和R16直接实现ur与±90o矢量的叠加,形成的叠加矢量经由运放IC2B组成的同相放大器放大后作为MPPT的电路输入。该电路可单独进行调试,由R、C相移电路来对逆变器产生的相移进行模拟。(2)MPPT实现电路电路原理如附录图3所示。取样电路采用电阻分压取样,其中一路可调。比较放大器采用OP07通用运放,对直流采用开环放大,由于放大倍数极高,可以保证当US变化和负载变化时,具有极其准确的定比例跟踪关系。由乘法器实现直流控制信号与经相位控制后的输入信号的相乘,达到改变复合基准信号幅度的目的。乘法器选择模拟乘法器MLT04。3.保护功能的实现(1)欠压保护欠压保护电路持续测量电压Ud,当Ud25V时(Ud值可通过软件设定),监控模块输出关断信号,通过驱动电路IR2110的关断控制端立即关断驱动电路输出的PWM驱动脉冲,使输出级处于关断状
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