基于两种功率拓扑的开关磁阻电机转矩脉动抑制的仿真研究

基于两种功率拓扑的开关磁阻电机转矩脉动抑制的仿真研究摘要本文主要论述了基于不对称桥式功率变换电路和四电平功率变换电路的开关磁阻电机转矩脉动抑制的仿真研究。通过这两种电路的计算机仿真对比可以得出，在结合转矩分配函数算法的开关磁阻电机转矩脉动抑制方面，四电平功率变换电路更加可行和有效。关键词：开关磁阻电机转矩分配函数四电平功率变换电路转矩脉动抑制SimulationResearchonTorqueRippleReductionofSRMBasedonTwoPowerConvertorWeiQianWangYabiaorantiangangHaolingdi（BaodingMeasurementInstituteElectrical695Roomon54EastRoadBaoding071000）Abstract:Thepaperpresentssimulationresearchontorqueripplereductionofswitchedreluctancemotor(SRM)torqueripplebasedonmodifiedmulti-levelconverter.Thefour-levelconverterhasmorefeasibilityandvaliditybaseonTorquesharingfunction(TSF)algorithmofSRM.Keywords:switchedreluctancemotor(SRM)；torquesharingfunction(TSF)；four-levelconverter；torqueripplereduction1引言开关磁阻电机（SRM）具有结构简单，坚固，工作可靠以及效率高等优点，形成了与其他类型电机竞争的潜在优势。但由于SRM为双凸极结构,转矩是转子位置和各相电流的非线形函数，所以存在着较大的转矩脉动。转矩脉动直接影响着SRM驱动系统的输出特性，这样就限制了小功率SRM在某些工业场合的应用与推广。因此抑制转矩脉动的研究一直是国内外学者广泛关注的对象。总的来说，减小转矩脉动主要有两种方法：一种方法是优化电机的电磁设计，改变定、转子磁极结构来减小转矩脉动[1]。但该方法不仅需要重新设计磁极的形状或修改各个位置上的气隙长度，而且通过此方法无法完全消除瞬时转矩脉动。另一种方法是应用一些复杂的电控技术来达到上述目的。主要包括控制供电电压、导通角和关断角以及相电流等参数。本文主要从控制角度，讨论抑制转矩脉动的控制方法[5-6]。传统的抑制转矩脉动的方法是将非线性系统近似转换成等效线性系统的线性反馈控制方法[2-3]。仿真结果显示这种方法只有在能够得到电机精确的数学模型的情况下，才可以得到所希望的脉动较小的转矩。由于缺少精确模型，这种方法使SRM系统的性能降低，而且某些情况下，甚至导致不稳定的响应。另外，这种方法在化简过程中需要大量计算，使得数字式实时线性反馈控制方法只适用于低速情况下的应用[4]。为了克服前面所提到的控制方法的缺点，本文采用最常用的转矩分配函数（TSF）控制方法。所用算法通过合理的选择转矩分配函数，规划每相的电流以便使各相产生的转矩之和等于总的期望转矩，以此来减小转矩脉动[5]。这种方法简单有效，减小了控制器的计算量，使得实时控制更实际可行。此外，在SRM运行时，采用不对称桥式功率变换电路存在着励磁电流的上升和下降相对缓慢的不足，这就影响了实际电流对期望电流的跟随效果，转矩脉动相对较大，并且效率和动态性能有所降低。而采用四电平功率变换电路则可以通过给开关磁阻电机提供高电压，加快励磁电流的上升和下降过程，使转矩脉动、效率和动态性都得到改善。本文给出了基于以上两种功率变换电路的TSF转矩控制方法，根据TSF曲线特点，将其划分为两个区间，然后对各个区间采用不同的电流滞环控制方法，从而得到每相开关状态。其中，电流滞环控制器的输入为期望电流与实际电流的比较值。所给控制方法通过计算机仿真验证，证明在结合TSF算法的开关磁阻电机转矩脉动抑制方面，四电平功率变换电路是更加可行和有效的。2基于不对称桥式功率变换电路的TSF转矩控制2.1不对称桥式功率变换电路及其相关开关状态图1为SRM驱动电路中最常见的不对称桥式功率变换电路。此电路具有控制灵活、各相可独立控制的特点。随着各相桥臂开关管的导通和关断，每相可有如图2所示的1、0、-1三种开关状态。其中，两个开关管同时导通时设定为状态1，此时加到相绕组上的电压为正的直流电压为VDC。在电流上升期间，若电路处于此状态，可快速建立所需的相电流。而在电流平稳产生期间处于此状态，则可产生比当前值更大的电流。一个开关管导通，另一个开关管关断时设定为状态0，此时加到相绕组上的电压为0，相电流处于续流状态。在电流上升期间，若电路处于此状态，可使励磁电流的上升停止。而在电流平稳产生期间处于此状态，则可产生比当前值更小的电流。两个开关管同时关断时设定为状态-1，此时加到相绕组上的电压为负的直流电压-VDC，电路中的磁能向直流电源回馈。ABCQAHQALQBHQBLQCHQCLDAHDALDBLDBHDCLDCHAiBiCiCDCVDC图1不对称桥式功率变换电路QAHQALAiADAHDALQALDAHQAHDALAAiAAiDALQAHDAHQAL图2相开关状态2.2TSF单元SRM的总转矩是由各相绕组产生的转矩叠加而合成的，对各相转矩进行任意组合均可产生同样的电机总转矩，因此要对电机的各相绕组转矩进行有效的控制，首先要确定SRM每相绕组的期望转矩与转子位置角的函数关系，即转矩分配函数TSF。这种TSF规定了SRM每相绕组导通经历了三个阶段：①on1，导通相期望转矩按分段函数T()f逐渐增加，关断相期望转矩按分段函数T()f逐渐减小，SRM总转矩由两相绕组转矩叠加而成。②1off，导通相绕组单独导通，其值等于总转矩。③off2，与阶段①相同，其中on、off、overlap分别为开通角、关断角和换相重叠角。TSF曲线如图3所示。onoverlapon11offToffoverlapoff20.50.5cos[()/]1()0.50.5cos[()/]0felse21offoverlaponTSF图3SRM转矩分配函数在SRM运行期间，对于内环采用电流滞环控制的TSF控制方法来说，电流是直接控制的变量，转矩命令首先要变成电流指令，然后由电流控制器产生开关信号来实现实际电流对期望电流的良好跟随。因此在SRM的具体控制中，按照TSF曲线的特点，结合相应的位置信号，将由TSF所决定的期望电流信号分为区间1和区间2两个区间。如图4示。TSFAIBICIon_B1_Bon_Con_B1_Bon_C区间1区间2I/A图4TSF决定的理想电流由上图可知，区间1是从B相开通角on_B开始到位置角1_B为止的区间，也可称为换相重叠区。对于B相来说，区间1是建立所需相电流的电流上升区间。对于A相来说，区间1又是其励磁电流迅速减小，电路中的磁能向直流电源回馈的区域。区间2是从1_B开始到C相的开通角on_C为止的区间。状态1状态0状态-1在这区间里，A相处于负转矩区，因此希望A相电流急剧减小到0。而B相则在实际控制下平稳输出所需电流和转矩，这时，所需转矩将靠B相独立产生。当SRM的驱动电路为不对称桥式功率变换电路时，每相有三种开关状态，且电路中各相相互独立，在任意时刻，任意位置各种开关状态可以相互组合，不存在相邻两相之间的约束关系。可以施加如图5所示的滞环控制规则。在图5，输入信号为期望电流和实际电流的差值。图5中，SA和SB分别为A、B两相的开关状态，AI和BI为A、B两相期望电流和实际电流的偏差值，而minI和maxI则分别为内部滞环和外部滞环的极限值。在区间1，即换相重叠区，B相绕组处于励磁状态，为了使B相能快速建立所需电流以便实现更好的电流跟随效果。所以对B相施加0，1两个状态，而无负状态。而对于A相，绕组处于去磁状态，为了实现其快速去磁，又能满足对期望电流的良好跟随，所以对A相施加-1，0，1三状态，且为内部滞环。在区间2，B相要平滑的输出所需电流，所以希望其运行于0,1组成的软斩波方式，而当电流偏差小于外部滞环极限maxI时，才施加-1状态。对于A相来说，其已经进入了负转矩区，因此，开关状态应为-1。AIASBSBI1minImaxI00minI101(b)区间2minIminIAI101ASBSBIminIA相B相(a)区间11000A相B相1图5各区间的控制规则3基于四电平功率变换电路的TSF转矩控制3.1四电平功率变换电路及其相关开关状态图6为用于驱动三相SRM的四电平功率变换电路。与不对称桥式变换电路相比，多了一个开关管QCD，一个二极管DCD以及一个Boost电容CCD。所以功率变换电路成本相对较高。但当SRM运行时，如果每相中的两个开关管和开关管QCD同时导通，相绕组上会出现了高电压DCCDVV和DCCD()VV。这就使得在电流的上升和下降速度大大加快，进一步改善了实际电流对期望电流的跟随效果，减小了转矩脉动，提高了效率。而在电流平稳产生期间，相绕组施加正负高电压，可以提高动态性能。四电平功率变换电路每相有如图7所示的2、1、0、-2等4个状态。其中，相开关管和开关管QCD同时导通时设定为状态2，此时加到相绕组上的电压为DCCDVV。在电流上升期间，若电路处于此状态，相比不对称桥式功率变换电路而言，可更快建立所需的相电流。而在电流平稳产生期间处于此状态，则可产生比当前值更大的电流，提高系统的动态性能。相开关管导通而开关管QCD关断时设定为状态1，相开关管分别处于导通、关断而开关管QCD处于关断时设定为状态0，这两种状态为不对称桥式功率变换电路原有的状态。相开关管同时关断且相绕组中有电流流过时设定为状态-2，此时加到相绕组上的电压为DCCD()VV，在电流下降期间，若电路处于此状态，相比不对称桥式功率变换电路而言，可加快电流下降速度。而在电流平稳产生期间处于此状态，则可产生比当前值更小的电流。提高系统的动态性能。ABCQAHQALQBHQBLQCHQCLDAHDALDBLDBHDCLDCHAiBiCiVDCCCDCDCQCDDCD图6四电平功率变换电路AHAQAHQALDAHDALAiCCDCDCQCDDCDAQAHQALDAHDALAiCCDCDCQCDDCDAQAHQALDAHDALAiCCDCDCQCDDCDAQAHQALDDALAiCCDCDCQCDDCD图7相开关状态当SRM的驱动电路为四电平功率变换电路时，每相有四个开关状态，分别为2、1、0、-2。其中状态2状态1状态0状态-2状态2和-2具有快速励磁和快速去磁，提高效率和改善系统动态性能的功能。考虑到图6所示的各区间特征，制定了如图8所示的滞环控制规则。在区间1，B相绕组处于励磁状态，为了使实际电流更好的跟随参考电流，保证换相重叠区的转矩脉动最小，所以B相除了施加0，1两个状态之外，还增加了快速励磁的2状态。而对A相而言，从电流控制的响应速度考虑，除了施加绕组0，1两个状态之外，还有-2和2两状态。在区间2，B相要平滑的输出所需电流，所以希望其运行于0,1组成的软斩波方式，同样考虑到系统动态性能的改ASAIminIminImaxI20120A相B相BSBIminI0minI2120(a)区间1ASAI02A相BS2102BIB相maxIminI0minI(b)区间2图8各区间的控制规则善，又施加了-2和2两状态。而A相已经进入了负转矩区，因此，开关状态应为-2。4.3TSF转矩控制系统的建立图9给出了SRM驱动系统的TSF转矩控制系统框图。控制系统主要包括TSF单元、电流控制器、功率变换电路及其相关开关状态、SRM等。++-