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GSM/GPRS无线通信模块射频部分硬件设计 1、引言随着无线通信技术的发展，各种无线通信设备已经广泛应用于人们日常生活、工作的各种场合，为人们的生产、生活提供了各种便利。芯讯通(SIMCom，以下简称SIMCom)作为一家专业的无线通信模块设计、销售公司，立志于为客户提供高集成度、易于使用的各种无线通信模块，以帮助客户更好的实现各种无线通信应用方案的设计。 SIMCom提供的无线通信模块具有极高的集成度，客户的集成和使用非常的简单和便利，只需要添加一些简单的外围接口电路（如SIM卡电路、电源电路、通信接口等），即可完成产品无线通信功能的设计，而实现无线通信功能所必需的信号处理电路、收/发信机电路等则都已集成在SIMCom提供的无线通信模块中了。一个简单的基于SIMCom GSM/GPRS无线通信模块的产品硬件框图如图1.1所示： 图1.1 典型的产品硬件框图 虽然SIMCom GSM/GPRS无线通信模块具有极高的集成度，但客户的外围设计仍然相当重要。其中，天线、天线外围电路以及电源电路部分的设计，显得尤为关键，如设计不当，将会导致产品最终的射频性能受到较大的影响。 基于此，为使客户能够更好的使用SIMCom提供的GSM/GPRS无线通信模块，设计出性能优越的GSM/GPRS移动通信终端产品，缩短客户产品的设计周期，本文就影响产品射频性能的一些关键部分，从理论基础及实际设计两方面，给出必要的建议供客户参考。全文内容主要分为三个部分，第一部分介绍一些基本的理论知识，其中涉及传输线，阻抗匹配及开关电源干扰特性分析等；第二部分介绍推荐的天线外围电路及电源电路设计；第三部分给出PCB设计的一些重要原则。 2、一些基本理论2.1传输线所谓传输线，是指能够导引电磁波沿着一定方向传输的导体、介质、或由它们共同组成的导波系统。广义的说，在射频电路设计中，传输线是最重要的基本元件。传输线有多种形式，且传输线的形式与所传输的电磁波的波型有关。在射频电路设计中，常见的传输线形式有双导线、同轴线、带状线和微带线等，其结构如图2.1所示。 平行双导线同轴线带状线微带线 图2.1 常见传输线结构 在工程实践中，应根据不同的应用场合，选择合适的传输线形式，具体如表2.1所示： 表2.1 不同传输线形式的特点及应用场合 传输线形式特点应用场合平行双导线形式简单，易于使用；辐射损耗大，抗干扰能力弱低频信号传输系统以及要求不高的民用产品，如电力信号线的传输；老式电视的天线馈线系统同轴线屏蔽效果好；特性阻抗稳定；制造工艺复杂特别适合高频、微波信号的传输，如GSM/GPRS、3G移动通信系统带状线屏蔽效果好；特性阻抗稳定；制造工艺简单适合高频、微波信号传输，可应用于PCB工艺，如GSM/GPRS、3G移动通信终端微带线特性阻抗稳定；制造工艺简单；易辐射，且抗干扰性稍差适合高频、微波信号传输，可应用于PCB工艺，如GSM/GPRS、3G移动通信终端由于传输线主要用来导引高频电磁波，此时，传输线的长度与高频电磁波的波长是可比拟的，因此，在讨论传输线的特性时，就不能直接应用集总参数理论去进行分析了，而必须考虑到所传输的电磁波的波特性。但是，当把传输线切割成任意无限小的较小线段时，集总参数的电路理论却仍然是成立的。可以得出任意无限小的一小段传输线的等效电路如图2.2所示： RLGCa()Izz+Δ()Vzz+Δzz+Δz()Vz()Iz++−− 图2.2 任意无限小传输线等效电路 在工程实践中，对传输线特性的分析，通常用传输线的输入阻抗、特性阻抗、反射系数、驻波比以及反射损耗等参数来衡量。 1、特性阻抗 在传输线理论中，传输线的特性阻抗是一个非常重要的概念，是指传输线上入射波电压与电流之比，或反射波电压与电流之比的负值。其定义式为： ()()(2.1)()oVVRjLRjLZIIkGjCωωω+−+−++==−==+ 在上式中，V+为入射波电压；I+为入射波电流；V−为反射波电压；I−为反射波电流。 对于理想的无耗传输线模型，0RG==，特性阻抗的表示式可进一步简化为： (2.2)oLZC= 对于不同的传输线模型，特性阻抗的计算公式总结如表2.2所示： 表2.2 不同结构传输线特性阻抗计算公式 种类平行双导线同轴线微带线带状线结构 2a 2a2b 特性阻抗cosh()2oDaaZμπε=ln(/)2obaZμπε=1/22/1:377ln(8)4211[(112)0.04(1)]22oeffrreffwhhwZwhhwwhπεεεε−=++−=+++−/1:wh3772(1.393ln(1.444))3oeffZwwhhε=+++1/211(112)22rreffhwεεε−+−=++28whoZarcheππμε=2、输入阻抗 传输线上某一点z处的输入阻抗，定义为在该点电压和电流之比，即 tan()()(2.3)tan()LoinooLZjZzZzZZjZzββ+=+ 在上式中，LZ为负载阻抗；oZ为传输线的特性阻抗；β为电磁波的相速度；z为该点与负载之间的距离。 3、反射系数 传输线上任一点处反射波的大小，可以用反射系数来表示。其定义为，传输线上改点反射波电压与入射波电压之比，即 ()()(2.4)()VzzVz−+Γ= 特别地，在终端负载处，即0z=处，反射系数为： (2.5)LooLoZZZZ−Γ=+ 同样，可以得到在传输线的输入端，反射系数为： (2.6)soinsoZZZZ−Γ=+ 4、电压驻波比 当传输线终端负载与传输线特性阻抗不相等时，产生的反射波大小还可用驻波比（VSWR）来表示。其定义为，传输线上电压或电流的最大值和最小值之比，即 maxmaxminmin||||(2.7)||||VIVSWRVI== 进一步地，还可以用终端负载处的反射系数来表示： 1||(2.8)1||ooVSWR−Γ=+Γ 5、反射损耗 在实际电路中，信号源阻抗和传输线特性阻抗之间，总是会存在一定程度的失配，从而导致信号功率的损耗。这部分损耗，通常定义为反射损耗，可表示为： 210log()10log||(2.9)riniPRLP=−=−Γ 上式中，rP为因阻抗失配产生的反射功率；iP为传输线的输入功率；inΓ为传输线输入端的反射系数。 传输线的工作状态与端接的源/负载阻抗有关，在假定传输线与源阻抗匹配的情况下，对于不同的传输线负载，传输线的工作状态可分为以下几种情形： （1）当传输线端接匹配负载（LoZZ=）时 此时，在源端和负载之间没有任何反射发生，源端信号功率被最大的传输给终端负载。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为： 01inoVSWRRLΓ=Γ===−∞ 图2.3 传输线端接匹配负载时的工作状态 （2）当传输线端接短路负载（0LZohm=）时 在终端短路时，负载处的入射波全部反射到源端，且在负载处，入射波与反射波之间，呈现幅度相等，相位相反的现象。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为： 100inoVSWRRLdBΓ=Γ=−== SVoZSoZZ=0LZ=inV|LrZinVV=− 图2.4 传输线端接短路线时的工作状态 （3）当传输线端接开路负载（LZ=∞）时 在终端开路时，负载处的入射波全部反射到源端，且在负载处，入射波与反射波之间，呈现幅度相等，相位相同的现象。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为： 100inoVSWRRLdBΓ=Γ=== SVoZSoZZ=inV|LrZinVV=LZ=∞ 图2.5 传输线端接开路线时的工作状态 （4）当传输线端接任意不匹配负载（,0,LoZZ≠∞）时 在终端连接任意负载时，入射波部分被负载接收，部分反射回源端。反射波的大小，可由反射系数、驻波比等参数来衡量。 SVoZSoZZ=LoZZ≠inVrV 图2.6 传输线端接不匹配负载时的工作状态 由上述介绍，可对传输线理论作进一步总结： （1）传输线主要用于高频、微波信号的传输。 （2）在GSM/GPRS无线通信系统的射频电路部分，通常采用微带传输线形式。 （3）传输线的工作状态与其特性阻抗、信号源阻抗及负载阻抗有关。 （4）当传输线的特性阻抗与信号源及负载阻抗相匹配时，可以工作在最佳的工作状态，信号源功率可以最大限度的被负载所接收。 （5）当传输线的特性阻抗与信号源及负载阻抗不相匹配时，将会有驻波产生，信号源功率无法全部被负载接收。特别地，当负载开路或短路时，负载端的入射波将全部反射回源端。 （6）传输线的工作特性，可用反射系数、电压驻波比及反射损耗来表征。 2.2阻抗匹配由2.1节传输线的介绍，可以知道，当传输线与源或负载端存在阻抗不匹配时，就会发生信号的反射现象，导致源端信号功率，无法最大限度地传输到负载端或被负载接收。为了解决这种问题，可在传输线的两端，分别加入阻抗匹配电路，以实现源、负载端与传输线的阻抗匹配，如图2.7所示： 图2.7 传输系统匹配示意图 阻抗匹配网络的实现，有多种方法，常见的有LC匹配网络、四分之一波长阻抗变换器、支节变换器、阶梯阻抗变换和渐变线变换器等。 LCC阶梯阻抗变换线支节变换器渐变线变换器变换器LC阻抗匹配网络/4λ 图2.8 常见阻抗匹配方法 在射频电路设计中，由于LC匹配网络具有更大的灵活性，对电路板的空间要求小，因此，这种阻抗变换方法是最常采用的阻抗匹配方法。同时，根据电路形式的不同，LC匹配网络具有不同的电路形式，主要有L型、π型、T型等。如图2.9所示： Z1Z2Z2Z1Z2Z1Z3Z1Z3Z2L型（a）L型（b）T型π型 图2.9 常见LC阻抗匹配网络形式 在上述电路结构中，由于L型匹配网络所具有的匹配禁区特性，使得在某些情形下（当负载阻抗未知时），对于一种给定的L型匹配网络结构，无法实现负载与传输线的阻抗匹配。同时，对于L型匹配网络，由于无法控制其品质因数Q，因此，为增加匹配网络的可调整范围，在实际电路设计时，一般选择T型或π型匹配网络。 在输入输出阻抗确定的情况下，可通过解析法计算π型匹配网络中L、C的具体数值，其计算流程如下示例： 例：假定信号源阻抗为50ohm，负载阻抗为5ohm，工作频率为1GHz，带宽为25MHz，试设计一个π型匹配网络，实现源与负载的阻抗匹配。 求解：1、确定品质因数Q. 由电路工作频率为1GHz，带宽为25MHz的限定条件，可以得出匹配电路的Q值应满 足： 3140(2.10)25cdBfGHzQBWMHz=== 2、计算镜像阻抗VR π型匹配网络实际上可以看作两个L型匹配网络的级联，如图2.10所示： 图2.10 π型匹配网络及其等效的级联L型匹配网络 由上图可知，负载电阻RL首先通过右边的L型匹配网络，变换到一个镜像电阻Rv， 再通过左边的L型匹配网络，变换到源阻抗Rs。在该例中，镜像电阻Rv可通过下式计算： 2222()(2.11)(505)400.054sLVRRRQohm+=+== 3、计算L、C值 进一步地，可通过如下步骤计算出匹配网络的L、C值： 首先计算两个级联L型匹配网络的Q值， 1(2.12)510.0549.57LRVRQR=−=−= 1(2.13)5010.05430.41sLvRQR=−=−= 由公式： 12(2.14)LsRLVLQQCRQCRRωωω=== 可分别计算出π型匹配网络的L、C值为： 120.34496.8305VLsRLRQLnHQCpFRQCpFRωωω=≈=≈=≈ 由此，可以得到最终的π型匹配网络为： 2.11 最终的π型匹配网络 此外，阻抗匹配网络中L、C器件值的确定，除了可以采用上述示例中的解析法计算外，还可以采用Smith圆图的图解法来计算，具体可以参照[1]中的介绍。 2.3开关电源噪声 开关电源是利用半导体器件的开和关进行工作的，通过改