基于UC3842的开关电源保护电路的改进

基于UC3842的开关电源保护电路的改进2007-03-0919:03:27作者：黄庆义，胡荣强，王闯瑞来源：互联网浏览次数：44摘要：论述了以电流控制型脉宽调制芯片UC3842构成的开关电源的原理，分析了其保护电路的缺陷，并提出了一种改进的方法。关键词：UC3842；开关电源；保护电路中图分类号：TN86文献标识码：B文章编号：02192713(2005）06一0044—030引言UC3842是美国Unltmde公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，它具有管脚数量少，外围电路简单等特点，因而得到了广泛的应用。但随着UC3842开关频率的提高，由它所构成的开关电源的保护电路也出现了很多问题。本文分析了UC3842保护电路的缺陷及改进的方法。1UC3842的典型应用UC3842的典型应用电路如图l所示。该电路主要由桥式整流电路，高频变压器，MOS功率管以及电流型脉宽调制芯片UC3842构成。其工作原理为：220V的交流电经过桥式整流滤波电路后，得到大约+300V的直流高压，这一直流电压被M0S功率管斩波并通过高频变压器降压，变成频率为几十kHz的矩形波电压，再经过输出整流滤波，就得到了稳定的直流输出电压。其中高频变压器的自馈线圈N2中感应的电压，经D2整流后所得到的直流电压被反馈到UC3842内部的误差放大器并和基准电压比较得到误差电压Vr，同时在取样电阻R11上建立的直流电压也被反馈到UC3842电流测定比较器的同柑输入端，这个检测电压和误差电压Vt相比较，产生脉冲宽度可调的驱动信号，用来控制开关功率管的导通和关断时间，以决定高频变压器的通断状态，从而达到输出稳压的目的。图l中，R5用来限制C8产生的充电峰值电流。考虑到Vi及Vref上的噪声电压也会影响输出的脉冲宽度，因此，在UC3842的脚7和脚8上分别接有消噪电容C4和C2。R7是MOS功率管的栅极限流电阻。另外，在UC3842的输入端与地之间，还有34V的稳压管，一旦输入端出现高压，该稳压管就被反向击穿，将Vi钳位于34V，保护芯片不致损坏。2UC3842保护电路的缺陷2.l过载保护的缺陷当电源过载或输出短路时，UC3842的保护电路动作，使输出脉冲的占空比减小，输出电压降低，UC3842的供电电压也跟着降低，当低到UC3842不能工作时，整个电路关闭，然后通过R6扦始下一次启动过程。这种保护被称为“打嗝”式(hiccup)保护。在这种保护状态下，电源只工作几个开关周期，然后进入很长时间(几百ms到几s)的启动过程，因此，它的平均功率很低。但是，由于变压器存在漏感等原因，有的开关电源在每个开关周期都有很高的开关尖峰电压，即使在占空比很小的情况下，辅助供电电压也不能降到足够低，所以不能实现理想的保护功能。2.2过流保护的缺陷UC3842的过流保护功能是通过脚3实现的。当脚3上检测的电压高于lV时，就会使UC3842内部的比较器翻转，将PWM锁存器置零，使脉冲调制器处于关闭状态，从而实现了电路的过流保护。由于检测电阻能感应出峰值电感电流，所以自然形成逐个脉冲限流电路，只要检测电阻上的电平达到lV，脉宽调制器立即关闭，因此这种峰值电感电流检测技术可以精确限制输出的最大电流，使得开关电源中的磁性元件和功率器件不必设计较大的余量，就能保证稳压电源的工作可靠。但是，通常我们采用的采样电阻都是金属膜或氧化膜电阻，这种电阻是有感的，当电流流过取样电阻时，就会感生一定的感性电压。这个电感分量在高频时呈现的阻抗会很大，因此它将消耗很大的功率。随着频率的增加，流过取样电阻的电流有可能在下一个振荡周期到来之前还没放完，取样电阻承受的电流将越来越大，这样将会引起UC3842的误操作，甚至会引起炸机。因此，UC3842的这种过流保护功能有时难以起到很好的保护作用，存在着一定的缺陷。2.3电路稳定性的缺陷在图l所示的电路中，当电源的占空比大于50％，或变压器工作在连续电流条件下时，整个电路就会产生分谐波振荡，引起电源输出的不稳定。图2表示了变压器中电感电流的变化过程。没在t0时刻，开关开始导通，使电感电流以斜率m1上升，该斜率是输入电压除以电感的函数。t1时刻，电流取样输入达到由控制电压建立的门限，这导致开关断开，电流以斜率m2衰减，直至下一个振荡周期。如果此时有一个扰动加到控制电压上，那么它将产生一个△I，这样我们就会发现电路存在着不稳定的情况，即在一个固定的振荡器周期内，电流衰减时闸减少，最小电流开关接通时刻t2上升了△I+△Im2/m1，最小电流在下一个周期t3减小到(△I+△Im2/m4)(m2/m1)，在每一个后续周期，该扰动m2／m1被相乘，在开关接通时交替增加和减小电感电流，也许需要几个振荡器周期才能使电感电流为零，使过程重新开始，如果m2／m1大于l，变换器将会不稳定。因此，图l所示的电路在某状态下存在着一定的失稳隐患。3保护电路的改进针对上述分析，改进电路如图3所示，该电路具有以下特点。1)通过在UC3842的采样电压处接入一个射极跟随器，从而在控制电压上增加了一个与脉宽调制时钟同步的人为斜坡，它可以在后续的周期内将△I扰动减小到零。因此，即使系统工作在占空比大于50％或连续的电感电流条件下，系统也不会出现不稳定的情况。不过该补偿斜坡的斜率必须等于或略大于m2／2，系统才能具有真正的稳定性。2）取样电阻改用无感电阻。无感电阻是一种双线并绕的绕线电阻，其精度高且容易做到大功率。采用无感电阻后，其阻抗不会随着频率的增加而增加。这样，即使在高频情况下取样电阻所消耗的功率也不会超过它的标称功率，因此也就不会出现炸机现象。3)反馈电路改用TL43l加光耦来控制。我们都知道放大器用作信号传输时都需要传输时间，并不是输出与输入同时建立。如果把反馈信号接到UC3842的电压反馈端，则反馈信号需连续通过两个高增益误差放大器，传输时间增长。由于TL431本身就是一个高增益的误差放大器，因此，在图3中直接采用脚1做反馈，从UC3842的脚8(基准电压脚)拉了一个电阻到脚l，脚2通过R18接地。这样做的好处是，跳过了UC3842的内部放大器，从而把反馈信号的传输时间缩短了一半，使电源的动态响应变快。另外，直接控制UC3842的脚l还可简化系统的频率补偿以及输出功率小等问题。4实验结果图4给出了UC3842检测电阻的电压波形和采样信号波形。从图4中可以看出，经过改进后的电路，其采样信号的波形紧紧跟随检测电阻的电压波形，没有出现非常大的尖峰电压。因此，该电路能有效避免因变压器漏感等异常干扰引起的电源误操作的问题，也能有效避免因电源占空比过大而引起的系统不稳定的问题。5结语UC3842是一种性能优良的电流控制型脉宽调制器，但在实际的应用过程中，它的保护电路存在着一定的缺陷，因此，在电源的设计过程中，必须对其保护电路进行改进。实验证明，经过改进后的保护电路使系统性能更加稳定可靠。编辑：本文引用地址：基于TOPSwitch的反激变流器反馈电路的优化设计2007-03-0919:03:27作者：姜勇，谢晔源来源：互联网浏览次数：33摘要：介绍了利用TOPSwitch构成的反激变流器．井从传递函数补偿的角度分析了反馈电路的设计方法。通过反馈电路结构和参数的调整，变流器的输出电压纹波大幅度减小，抗干扰性能得到了加强，效率有所提高。关键词：单片开关电源；反激；反馈：传递函数0引言近年来，中小功率的开关电源向着单片集成化的方向发展。1997年，美国功率集成公司(PowerIntegrationInc，简称PI公司)推出三端单片电源TOPSwitch-II系列。该系列产品将MOSFET和控制电路集成在一起，不仅提高了电源效率，而且使电源的体积和重量大为减小。由于TOP系列单片电源的集成度很高，外围电路十分简单，本文在试验的基础上分析并改进了反馈网络，验证了其对电路性能提高的有效性。1TOPSwitch开关电源反馈电路设计TOPSWitch的外围电路主要分为输入整流滤波电路、钳位保护电路、高频变压器、输出整流滤波电路和反馈电路5部分。其中前4部分电路设汁可以在PI公司的网站上找到专用的设计软件进行计算，电路的参数和器件型号都能满足TOPSwitch开关电源的需要。至于反馈电路，由于PI公司没有专用的工具，所以必须根据电路的实际情况进行设计。单片开关电源的反馈形式虽然有很多，但可以归结为图1所示的4种基本形式。其中图1(a)为基本反馈电路，电路简单但稳压性能较差，负载调整率只能达到S1=%26;#177;5％；图1(b)为改进型反馈电路，增加了一只稳压管D5，可以使S1改善到%26;#177;2％；图1(c)为带稳压管的光耦反馈电路，相当于给TOPSwitch增加一级外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，可以对输出电压进行调整，S1可到达%26;#177;1％；图1(d)为带TL431的光耦反馈电路，用三端线性稳压管代替图l(c)中的稳压管D5，从而对输出电压进行精细调整，S1=%26;#177;O.2％。设计开关电源时，一般根据实际技术要求选择合适的反馈电路，本文就图l(d)的反馈形式进行分析。并给出较为实用的电路结构，图2是应用TOP224及精密反馈电路构成的反激变流器，交流通用输入(85265V)，多路输出，要求主输出电压纹波在0．5％以内，负载调整率S1=%26;#177;0.2％。对于图2电路，主要就是要确定R4、R5、R6及R7的值。电路利用输出电压与T1431构成的误差比较器，通过光耦PC817线性关系的电流变化控制TOPSwitch的Ic，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。从TOPSwicth的流入控制脚C的电流Ir与占空比D成反比关系，如图3所示。为使PWM线性调节，控制脚电流Ir应在26mA之间，而Ic是受光耦二极管电流If控制的，由于光耦PC817是线性光耦，二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右，而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化。因此确定选PC817二极管正向电流If为3mA。从TL431的技术参数知，Vka在2.537V变化时，Ika可以在1100mA内大范围变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。由以上分析，可以得到一组关系式，有式中：Vf是PC817二极管压降；VR是TL43l参考端电压；Vc是输出电压。根据以上计算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。使用以上参数构成的反激变流器，由于高频变压器漏感的存在以及PCB的布局不够合理，使得输出电压纹波较大，达到150mV(=3％)，所以必须对控制电路进行改进，进一步提高控制环路的增益和带宽，改善电路的瞬态响应，以降低输出纹波。TOPSwitch的控制函数有两个极点，第一个极点频率为7kHz，它是由内部阻容元件构成的低通滤波器决定的，其截止频率为7kHz，能滤掉开关噪声电压，而对误差电压只产生很小的相移。第二个极点频率为1.7kHz，是由自动重启动电容C8(47μF)和控制端动态阻抗Zc决定的，该极点适用于开关电源在不连续模式且占空比D50％情况下。反激变流器的控制框图如图4所示。在设计反馈网络前，假设PC817的电流传输比CTR=100％，而且因为TOPSwitch的控制是电流模式，所以PC817构成的传递环节不影响整个系统的频率响向应，令Kea=1，并且所有设计采样点在输出的小LC滤波环节之前。此时，开环传递函数为V1为V1折算到低压侧的原边直流电压；RL为负载电阻；L为高频变压器次级电感。代入电路参数得TOPSwitch的开关频率为100kHz，为了避免其引起过多的相移，一般取带宽为其频率的l／4一1／5，我们取1／5为20kHz。则此时的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46%26;#176;如果用单极点补偿[如图5(a)所示]