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第32卷第5期计算机仿真2015年5月文章编号：1006－9348（2015）05－0136－05全桥ＬＬＣ串联谐振的电容器充电电源的研究王晓昱，刘庆想，张政权，李伟（西南交通大学物理科学与技术学院，四川成都610031）摘要：研究一种新型的全桥ＬＬＣ串联谐振（ＬＬＣ－ＳＲＣ）拓扑用怍电容器充电电源结构。首先采用频域基波近似分析法建立了ＬＬＣ－ＳＲＣ基波等效模型；其次通过对基波等效模型误差分析，阐明了在电路参数确定的情况下如何在基波等效模型上优化工作区域；最后利用ＭＡＴＬＡＢ中的ｓｉｍｕｌｉｎｋ模块建立上述充电电源的仿真模型，通过占空比以及频率调制，在输入大电容电压较大范围变化（600Ｖ－300Ｖ）的条件下，均实现稳定电流充电，输出电压均可以达到额定最大充电电压60Ｖ，最快上升沿时间为1．12ｍｓ，平均充电功率约为6．5ｋＷ，并保证全过程输人侧开关管的零电压开通（ＺＶＳ）以及寄生二极管零电流关断（ＺＣＳ）。验证了优化选取工作区域的正确性以及ＬＬＣ串联谐振拓扑用在脉冲功率技术中充电电源的可行性。关键词：电压电流增益特性；基波分析法；零电压开通；品质因数中图分类号：ＴＭ743文献标识码：ＢＦｕｌｌ－ＢｒｉｄｇｅＬＬＣＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣａｐａｃｉｔｏｒＣｈａｒｇｉｎｇＰｏｗｅｒＲｅｓｅａｒｃｈＷＡＮＧＸｉａｏ－ｙｕ，ＬＩＵＱｉｎｇ－ｘｉａｎｇ，ＺＨＡＮＧＺｈｅｎｇ—ｑｕａｎ，ＵＷｅｉ（ＳｃｈｏｏｌｏｆＰｈｙｓｉｃａｌＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＳｏｕｔｈｗｅｓｔｊｉａｏｔｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＣｈｅｎｇｄｕＳｉｃｈｕａｎ610031，Ｃｈｉｎａ）ＡＢＳＴＲＡＣＴ：ＴｈｅｐａｐｅｒａｎａｌｙｚｅｄａｎｄｓｔｕｄｉｅｄａｎｅｗｔｙｐｅｏｆＬＬＣｓｅｒｉｅｓｒｅｓｏｎａｎｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ（ＬＬＣ－ＳＲＣ）ｔｏｐｏｌｏｇｙｗｈｉｃｈｗａｓｕｓｅｄａｓａｃａｐａｃｉｔｏｒｃｈａｒｇｉｎｇｓｃｈｅｍｅ．Ｆｉｒｓｔ，ｗｅｕｓｅｄｔｈｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎｂａｓｅｄｏｎｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｏｍａｉｎａｎａｌｙｓｉｓｍｅｔｈｏｄｔｏｅｓｔａｂｌｉｓｈａＬＬＣ－ＳＲＣｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｍｏｄｅｌ；ｆｏｌｌｏｗｅｄｂｙａｎｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｍｏｄｅｌｏｆｔｈｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｅｒｒｏｒａｎａｌｙｓｉｓ，ｗｅｃｌａｒｉｆｉｅｄｈｏｗｔｏｏｐｔｉｍｉｚｅｔｈｅｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｄｅｎｔｉｆｉｅｄｉｎｔｈｅｃａｓｅｏｆｃｉｒｃｕｉｔｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｍｏｄｅｌｉｎｔｈｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｗｏｒｋｒｅｇｉｏｎ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｗｅｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｔｈｅｍｏｄｅｌｏｆｃｈａｒｇｉｎｇｐｏｗｅｒｗｉｔｈＭＡＴＬＡＢｓｉｍｕｌｉｎｋｍｏｄｕｌｅ．Ｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅｄｕｔｙｃｙｃｌｅａｎｄｆｒｅｑｕｅｎｃｙｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ｕｎｄｅｒｔｈｅｃｏｎｄｉｔｉｏｎｏｆｉｎｐｕｔｏｆｂｕｌｋｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｉｎａｌａｒｇｅｒａｎｇｅ（600Ｖ－300Ｖ），ｓｔａｂｌｅｃｈａｒｇｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｃａｎｂｅｇｕａｒａｎｔｅｅｄ，ａｎｄｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｃａｎｒｅａｃｈｔｈｅｒａｔｅｄｍａｘｉｍｕｍｃｈａｒｇｉｎｇｖｏｌｔａｇｅｏｆ60Ｖ．Ｔｈｅｆａｓｔｅｓｔｒｉｓｅｔｉｍｅｉｓ1．12ｍｓ，ｔｈｅａｖｅｒａｇｅｃｈａｒｇｉｎｇｐｏｗｅｒｉｓａｂｏｕｔ6．5ｋＷ，ｗｈｉｃｈｅｎｓｕｒｅｓｔｈｅｗｈｏｌｅｐｒｏｃｅｓｓｏｆｔｈｅｉｎｐｕｔｓｉｄｅｏｆｔｈｅｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈ（ＺＶＳ）ａｎｄｚｅｒｏｃｕｒｒｅｎｔｓｈｕｔｄｏｗｎｐａｒａ？ｓｉｔｉｃｄｉｏｄｅ（ＺＣＳ）．ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓｈａｖｅｖｅｒｉｆｉｅｄｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓｏｆｔｈｅｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｗｏｒｋａｒｅａａｎｄｔｈｅｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙｏｆＬＬＣｓｅｒｉｅｓｒｅｓｏｎａｎｔｔｏｐｏｌｏｇｙｕｓｅｄｉｎｃｈａｒｇｉｎｇｐｏｗｅｒｏｆｔｈｅｐｕｌｓｅｄｐｏｗｅｒｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．ＫＥＹＷＯＲＤＳ：Ｖｏｌｔａｇｅｃｕｒｒｅｎｔｇａｉｎｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ；Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｈａｒｍｏｎｉｃａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ；ＺＶＳ；ＴｈｅＱｕａｌｉｔｙｆａｃｔｏｒ1引言ＬＣ串联谐振拓扑用作充电电源研究较多，在断续模式下有在国防科研、半导体集成电路、化工以及医疗等高新技恒流输出的特性。但ＬＬＣ串联谐振拓扑用作充电电源拥有术领域的应用研究，往往需要用到脉冲功率技术，不论输人ＬＣ串联谐振所不具备的一些优势，比如初级开关管易实现侧是电池还是大储能电容或是大功率密度超级电容，往往需ＺＶＳ，一般关断电流也较小，初级开关管寄生二极管可实现要短时间内连续给负载电容充电，在负载电容上形成脉冲电ＺＣＳ；次级整流二极管易实现ＺＣＳ，减小因反向恢复导致电流压以驱动某些设备。近年，脉冲功率技术朝着高重复频率、振荡问题，效率较高；调频可达到更高的电压增益范围等等。高功率密度方向发展。目前基于ＬＬＣ串联谐振拓扑应用于直流电源［2］［3］以及谐振变换器因其满足开关电源高开关频率、高功率密度电池充电方面研究较多，在电容器充电电源上的研究相以及高效率的发展趋势，近年来受到的广泛的关注。传统的当少。当全桥ＬＬＣ－ＳＲＣ的负载为电容器时，负载电容电压变化过程中，谐振回路等效Ｑ值不断的发生变化，由无穷大基金项目：中央高校基本科研业务费专项资金资助（2682014ＺＴ20）；逐渐变化至零，这必将导致不同Ｑ值下，电压电流增益与工中央高校基本科研业务费专项资金资助（2682014ＣＸ090）作频率的曲线相应变化，因此如何通过调频控制使得充电电收稿曰期：2014－07－20流稳定并保证该电路的优点成为关键。对于ＬＬＣ串联谐振—136—拓扑采用的基波近似分析法有着固有的误差，文献［6］［7］Ｖ＝ｎＶ－ｎ＾－Ｖ＝＾Ｖ＝＾－Ｖ（8）中提出了两种修正的方法，但都相对繁琐，尤其是相对于电Ｐ＾°°4ｎＰ容器充电，Ｑ值变化巨大的情况就更加繁琐。本文通过仿真Ｌｒｏ分析Ｑ值变化导致基波近似模型准确性的变化，给出了在电＾——1｜ｉｆ，ｖＰｖｏ流电压增益曲线上的工作区域；在ｓｉｍｕｌｉｎｋ中建立了超级电｜丄丄容器为输人侧电容的电路模型’利用ＰＷＭ以及ＰＦＭ控制保ｍ＋Ｖｓｌ令ＬＪ－：1丁，证了充电过程中充电电流的平稳；连续向较小的负载电容充Ｔｒ电，在输人侧电容电压较大范围变化情况下输出侧小电容电￣1＾Ｌ．压均达到额定值，同时实现了输人侧开关管ＺＶＳ、寄生二极图2全桥ｔｉｃ串联谐振基波等效电路管ＺＣＳ以及某些阶段的输出整流二极管ＺＣＳ。图2中，4，Ｃ，为谐振电感和电容；ｒａ为变压器变比为2基波近似分析法全桥ＬＬＣ－ＳＲＣ建模励磁电感为滤波电容；负载阻抗为Ｒ0；ｎｎ为输人直流端本文采用全桥ＬＬＣ－ＳＲＣ拓扑结构，输出利用全桥整流，电压；Ｗ1为基波等效后输人端正弦电压；ｉｆｏｃ为等效到初级其电路图如图1所示。侧的等效交流负载；Ｍ）为输出电压。ｔｏｔｅ联立式（6）（7）（8）可以得到变换器的电压、电流增益随ｓｉｊ？—￣ｓＴＷ＾ｉｆｉｐ，—＾ｒｒ＾ｉ各参数关系分别为Ｉ＝ｉｖｕ，ｔ：ｓ3Ｓ4ＹｎＩｒ—Ｔ］／［ｉ＋ｄ－★）＋］2＋［（ｉ－★）队］2（9）｜｜＿＿Ｉ＿ｉｖＬａｈｉＬＪ＾－Ｑ图1ＬＬＣ串联谐振变换器拓扑结构Ｉｅ＝ｎ－ｒ，．，2ｒ，‘卜（1士爿＋［（1士糾图1中，ｉ，，（；为谐振电感和电容；；＾为变压器变比；4？为（10）励磁电感；Ｃ／为滤波电容；负载阻抗为ｉ？。。Ｌｆ2ＴＴｆＬ2．1基波近似分析法分析式中“＝亡Ａ＝ｊ；，Ｑ＝其中，为开关工作频率，全桥ＬＬＣ－ＳＲＣ基波等效模型如图2所示。假设整个变ｆｒ为电感4与电容Ｃｒ的谐振频率。换器所有开关为无损耗元件，所有无源元件为线性元件。假2．2原边开关管的ＺＶＳ条件定谐振网络呈现感性，电感电流为正弦信号，且只含基波分ＬＬＣ串联谐振拓扑的另一大优势就是通过合理的设计量，则谐振电流基波分量为参数以及调节开关频率易实现原边开关管的ＺＫＳ。ｉｒ（ｔ）＝ＩｒＳｍ（ａ＞，ｔ－＜ｐ）（1）如图2所示定义谐振网络的输人阻抗为等效电路中逆变侧桥臂的电压ｚｊ＋坞＋｛ｓＬＪ／ＲＪｓＣｒｖ，ｔ（ｔ）＝＾ｉｒｕｏ．ｔ［＝去、（2）＿．ｒｆＮｈ21ｆＮｈ！－Ｚ0＊＼Ｑ＊＾，＾，202＋Ｊ［／ｎ－Ｊ－＋，．ｆｈ2ｎｉｉｊ原边电流激励信号ｉ，为基波正弦电流，则11＋ｆｆｌｋＱｈ1＋ｒ＂ｈＱｖ（0＝／ｐｉＳｉｎ（Ｗｊ？－1），）（3）（Ｕ）对初级电压幅值为的方波信号傅里叶展开取基波其中＝Ｌｎ＝ＭＡ分量可以得到与负载电压的关系为Ｌ＇“ｆ＇，Ｒ＂4ｎＶ开关管互补对称驱动且并联电容与主电路谐振电容相＝－＾ｓｉｎＣ＾－＾ｒ）（4）差较大时，谐振变换器实现条件基本上可以由谐等效交流负载与输出讓流后实际负载关系为振网络输人阻抗的性质确定。要实现开关管的零电压导通’ｇｎ2需要使得谐振网络的输人电流滞后于输人电压，即要求谐振Ｒ－＝＾Ｒ°（5）网络的输人阻抗呈感性。令式（11）中的虚部为零，就得到结合图2等效电路得出电压增益感性容性的分界线，可以得到＾＝ｆ⑻（12）＿4＿＿ｊｒ＿联立式（12）与式（9）可以得到保证输人阻抗呈感性的Ｖ＂＝ＶＶｉ＂＾Ｖｉ＂＝ＴＶ＂⑺情况下，谐振变换器输出电压增益表达式为—137—Ｉ2）／ｓ＞／ｒ的区域，在（？值较大时，例如（？＞5时，在各个Ｕｕ＝小（＼＋ｈ）ｆ，－11（13）频率点基波含量都较高相差不大；随着？值减小，当＜？＝1．0取Ａ＝2可以得到电压增益曲线与保证ＺＶＳ条件下电压时，在靠近谐振频率点处基波含量反而变高，各个频率点基增益曲线如图3所示，图中的黑色的粗实线即为ＺＶＳ分界波含量相差加大。线，工作区间大致分为三个：工作于黑线之上的区域（2）可3）／ｓ＜／／？的区域，相同频率点，＜？值越小，反而会更加精以实现原边开关零电压导通，且整流二极管ＺＣＳ；工作频率确；相同＜？值下，不同频率点基波含量相差较大。大于谐振频率ｆｒ的区域（3）原边开关可实现ＺＶＳ，次级整流二极管不能实现ＺＣＳ；左侧区域（1）原边开关ＺＣＳ。表2不同Ｑ值下不同工作ｉ顷率ｇ波含量（％＞｜■｜；Ｑ0．7ｆｒ0．8ｆｒ0．9ｆｒｌ．Ｏｆｒ1．ｌｆｒ1．2ｆｒ1．3ｆｒ／！ｌ＼！：：！—ｑ？＃Ｊ／｜＼＼ＩＩｉ￣＂Ｓｉ0．582．083．9091．4099．1494．7390．6787．862ｉｆ…”ｉｒＵ