通信原理期末简答题_汇总（DOC32页）

简答题1.在设计数字通信接收机输入端的带通滤波器的频率特性时，应考虑哪些因素？答：数字通信接收机输入端带通滤波器的带宽应尽量小，以尽可能多地滤除信道噪声，提高带通滤波器输出信噪比，减小误码率；另外整个通信系统的频率特性应满足无码间串扰的要求，而通信系统的频率特性与接收机输入端带通滤波器的频率特性有关，所以设计此带通滤波器时应满足无码间串扰的条件下，尽量减小滤波器的带宽。2.写出理想信道的时域特性和频域特性？背了3.如何由白噪声得到窄带白噪声，窄带白噪声的功率和同相分量功率、正交分量功率的关系背了答：将白噪声通过窄带带通滤波器，就可以得到窄带白噪声，窄带白噪声的功率与其同相分量的功率以及正交分量的功率是相同的。4.写出白噪声的功率谱密度和自相关函数答：功率谱密度:)-2nfp0nf（自相关函数：2n0nR5.广义平稳，狭义平稳是什么，它们之间有何关系？答：广义平稳过程：均值和方差为常数，自相关函数只与时间间隔有关。狭义平稳过程：1到N的无穷阶概率密度函数均与时间原点无关。狭义平稳是广义平稳和特例，广义平稳不一定是狭义平稳。6.简述无码间串扰的时域和频域条件7.如何评价模拟通信系统和数字通信系统的可靠性和有效性？答：模拟通信系统：已调信号带宽越小，有效性越好；解调器输出信噪比越高，可靠性越好；数字通信系统：频带利用率越高，有效性越好；误码率越小，可靠性越好。8.什么是奈奎斯特速率/带宽？答：奈奎斯特速率是能消除码间串扰的最大码速率；当码速率等于它的两倍时无码间串扰，又称为等效带宽。9.什么是均匀量化及其缺点是什么？答：均匀量化是把输入信号的取值域等间隔划分的一种量化方法均匀量化的两个显著特点：因Nq仅与v有关，故信号比小时，量化信噪比小；需较多的编码位数，从而导致编码信号的带宽增大，且编码设备复杂。10.模/数变化时，量化级数的选择应考虑哪些因素？1.转换速率或转换时间。转换位数越多，所用时间越长，速度越慢。2.转换精度。转换位数越多，精度越高。精度的高低，由系统综合指标决定。3.与系统接口的便利性。4.转换芯片的价格。11.试定性说明相干解调和调制解调在大信噪比和小信噪比时的抗噪性能答：小信噪比时相干解调抗噪性能优于非相干解调，大信噪比时两者噪声性能差不多。非相干解调存在门限效应，而相干解调没有。12.数字基带信号码型变化的目的，常用的码型有哪些？答：目的是改变编码后的基带信号波形的功率谱形状或成分，以适应基带传输的要求，即便于在数字基带信道中传输和接收判决。HDB3、CMI、AMI等。13.DSB、SSB的信噪比增益为多少？抗噪性能是否相同，为什么？答：2DSBG1SSBG相同，两者的输入信号功率、输入噪声功率和带宽不同，不能说明DSB系统的抗噪声性能比SSB系统好，如果给定相同的输入信号功率iS和噪声功率谱密度0n条件下，DSB和SSB的输出信噪比是相同的，即两者抗噪性能一样。14.升余弦的滚降信号的时域、频域的衰减信号有何特点？答：升余弦滚降信号的时域衰减速度快，频域衰减速度慢。15.为什么PCM编码要用对数量化；A律、律量化要用折线代替对数答：对数量化可达到“小信号量阶小，大信号量阶大”的要求，改善小信号时的量化信噪比，扩大对输入信号的允许动态范围。用折线代替对数特性是为了能用数字电路来实现。16.采用部分响应系统传输信号有什么优点，付出了什么代价？答：优点：频带利用率高，在理论上可达到2Bd/Hz；时域衰减快，可以放宽对定时信号相位抖动的要求，系统的频率特性不是理想矩形，易于实现缺点：抗噪声能力比非部分响应系统差。17.什么是码间串扰，系统满足码间串扰的条件答：所谓码间串扰是由于系统传输总特性不理想，导致前后码元的波形畸变、展宽，并使前面波形出现很长的拖尾，蔓延到当前码元的抽样时刻上，从而对当前码元的判决造成干扰。由无ISI的最高码元速率NSBfTR2/1可得，若用高于Nf2的波特的码元速率传送时，将存在码间串扰。18.简述PCM/30/32系统的帧结构中TS0和TS16的作用答：基于A律压缩的PCM30/32路基群是E体系的基础，每帧共有32个时隙（TS），其中TS0用于传输帧同步码，时隙TS16用于传送信令。19.简述低通信号的抽样定理答：低通采样定理”可简称“采样定理”在进行模拟/数字信号的转换过程中，当采样频率sf大于信号中最高频率Hf的2倍时(Hsff2)，采样之后的数字信号完整地保留了原始信号中的信息。这个结论称为“采样定理”。一般实际应用中保证采样频率为信号最高频率的5~10倍;采样定理是信息量化的基础，使离散的2进制比特表示连续的模拟量的理论依据。20.简述信道复用的概念和分类答：信道复用是指在一个信道上同时传输多路信号而互不干扰的一种技术；常用的复用方式有：时分复用、频分复用、码分复用和空分复用。ttStSdttSdtfSdSdttSd4122222-πdtfSdSdSSddtetSSdtdeStSdtdeSStjtjtj22--2121212121t证明题1、帕塞瓦尔能量守恒背了2、证明维纳维纳辛钦定理（)()()(2fEfSR）证；傅立叶公式dtetstj-)(因为dttstsR)()()(（相当于s(t))代入得22)(-)(-)()(21)()(21)()()())()()()()(fssdtetssdtetdetststddteetstsdtedttstsdtetsjwttjtjjwttjtjtjππ（2π3、证明采样定理（借助理想采样信号的频谱证明）证：设用来采样的脉冲序列是一个单位冲激序列)(tT：其时域表达式；)()(nSTnTttsT为采样间隔频谱表达式：)()2(2)snsssSnTnTnTt（采样过程可看作m(t)与)(tT相乘，所以理想采样信号表示为：)()()()()(SnSTsnTtnTmttmtm)(tms为冲激序列据频域卷积定理得频谱表达式为：nsSnssTssnMTnMTMMtm)(1)()(1)()(21)()(只要Hsf2即（Hs2),则)(sM与相邻的)-snM（之间互不重叠，而位于n=0的频谱就是信号频谱)(M本身。若采样速率nsff2，则采样后信号的频谱在相邻周期内发生混叠，所以采样速率应满足msff2，这就证明了采样定理。4、证明：单位直流证：因为所以令t=-s,SkTRsnnnsRssnnsRSnnRsnnRnnTkhahakTnnTkThakTytnnTthatnthnTtatnthtxty05、正弦信号的傅里叶变换000000000000sin2221cos21212121sin21cos000000jjtteeeejteettjtjtjtjtjtj同理由频移性质由欧拉公式6、证明无ISI的时域条件，证：设一个双极性码naa1则nTtatxnn-1a输出端信号：222sin2sin2102sin2sin1cossin1sincossincos22222222-22sajtjttdtjdttdttjtdtedtetSStjtj7、单个矩形脉冲8、周期复指数函数002212100Feetftjtj由频移性质：据222sinsa相干解调