SPWM和SVPWM控制

第3部分SPWM和SVPWM控制3.2脉冲宽度调制技术3.3电压型变频器的控制系统3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理3.1.1单相电压型PWM逆变器及其控制方法3.1.2三相电压型PWM逆变器及其控制方法PWM逆变器多为采用不控或可控电压源供电的交-直-交系统，简称电压型PWM逆变器。PWM变频调速和其它变频调速方式一样，也可以对交流电动机进行恒转矩控制、恒功率控制和高速区域的软机械特性控制。常用的电压型PWM变频调速系统的基本结构如图3-1所示。整流器滤波PWM逆变器M整流控制逆变控制频率==~~~图3-1PWM变频调速系统基本结构图3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理3.1.1单相电压型PWM逆变器及其控制方法电压型单相桥式PWM逆变器的典型主电路为H型电路，简称H桥逆变器，如图所示UCLR3VD2VD0u0i1VD4VDVT1VT3VT4VT2dABPN图3-2在一个工作周期内，VT1与VT2同时导通和关断，VT3与VT4同时导通和关断；但同一桥臂中，上桥臂器件和下桥臂器件为互补运行方式，即其中一个导通关断，另一个必须关断。当VT1与VT2导通时，逆变器输出0duU；当VT3与VT4导通时，逆变器输出0duU。rVcV与比较形成PWM波形(a)(b)倒相信号1gV2gV3gV4gV(c)(d)dUdU012341NNou1ouoi2tcVrV02t图3-3单极性脉宽调制输出电压和电流波形（1）在0t时刻，设电流0i为负即从B点流向A点，电流由二极管VD2和VD4续流，负载两端电压为零；（3）VT１和VT2同时导通，负载两端加上正向电压0duU，电流0i经VD2和VD1反电压方向流通而快速衰减。（3）电流0i过零点后，VT１和VT2同时导通时，正向电流快速增大；（4）VT１和VT2关断时由VD4和VD3正向续流。负半周的工作情况与正半周类似。基本工作原理单极性调制和双极性调制单极性调制：载波信号cV和参考信号rV均没有负值的调制方法是单极性调制，如图3-3所示；双极性调制：载波信号cV和参考信号rV有负值的调制方法是双极性调制，如图3-4所示。从PWM波形上看，双极性PWM波形比单极性PWM波形含有更多的高次谐波。1.00-1.0rVcV201udU012,ggVV34,ggVVtt01udU图3-4双极性脉宽调制输出电压波形同步调制和异步调制脉宽调制有同步调制和异步调制之分，从载波信号cV与参考信号rV的关系上看，将载波频率cf与参考波频率rf之比称为载波比N。crfNf（3-1）当载波比N等于常数时，为同步调制；当载波比N不等于常数时，为异步调制。（1）同步调制能够保证在参考波每半个周期内包含的载波三角波个数一定，可保持输出脉冲正、负半周对称；但参考波频率很低时，逆变器输出波形谐波含量大。（2）异步调制控制方法简单，在载波频率恒定时，只改变参考波的频率和幅值就进行了调频调压，特别在低频输出时，可通过保持较高的载波频率来改善输出波形；但异步调制时，输出脉冲电压相位位置会发生漂移，不能随时保持调制脉冲电压正、负半周对称，而产生边带效应。同步调制与异步调制比较线性调制和过调制脉宽调制时，将正弦参考波的幅值rmV与三角载波的幅值cmV之比称为调制系数M。rmcmVMV（3-2）当1M，即rmcmVV时，脉宽调制方式为线性调制；当1M，即rmcmVV时，脉宽调制方式为过调制，也称非线性调制。0cu1ruu2ru20tttuu0图3-5线性调制和过调制PWM波形线性调制和过调制4.1.2三相电压型PWM逆变器及其控制方法三相电压型PWM逆变器三相电压型PWM逆变器可以用三个如图3-2所示的单相逆变器组合而成，共用一个直流电源供电，构成三相全桥式逆变器（包含三相不可控桥式整流器），每相的脉宽调制波互差120。三相逆变器多采用如图3-6所示逆变器电路，该电路是一种应用极为广泛的通用型逆变器主电路，它由6个IGBT功率器件VT1～VT6和6个快速续流二极管VDl～VD6组成。图3-6三相桥式逆变器主电路3VTC1VT5VT2VT4VT6VT~ABCC2dU2dU1VD3VD5VD4VD6VD2VDAiBiCi'OPNAOBC(1)当开关管VTl导通，电流0i正向流动时，电流从电源正端P经VTl管流入电机A相绕组，由B相绕组(当VT6管导通时)，或C相绕组(当VT2管导通时)，或者同时经B、C相绕组(当VT6和VT2管同时导通时)，流回电源负极N，构成电流通路；(2)当电流Ai流向不变，VTl管关断时，由于感性负载电流不能突然中断，Ai将由逆变器A相下桥臂二极管VD4续流，电流Ai仍沿原方向流动，这时电机A相绕组外加负电压，进行双极性工作，使电流快速减小。(3)Ai反向流动及另两相电流的流动情况与此类似。由于电动机漏感的滤波作用，三相电流是齿状的交流波。三相PWM逆变器的基本工作原理采用双极性脉宽调制，三相共用一个峰值恒定的载波三角波。三个相位互差120的三相正弦参考信号。若以直流电源电压中间电位作参考，则逆变器输出A、B、C相对于'O点的电压'AOu、'BOu、'COu的PWM波形如图3-7所示。三相逆变器控制方法图3-7三相逆变器PWM波形0tttt000curcurburaut0uAO'2Ud2Ud2Ud2Ud2Ud2UddUdUuBO't0uuCO'ABuAOu3.2脉冲宽度调制技术脉冲宽度调制（PulseWidthModulation，简称PWM）技术是当前电压型逆变器中主要的波形生成技术。对于一般工业应用，以PWM为核心的逆变器，是由二极管桥式整流恒压供电，用控制脉冲列的调制周期和脉冲宽度来实现输出频率和电压的调节。随着具有自关断能力半导体功率开关器件、微型计算机和微电子技术的迅速发展，使得PWM逆变器的开关频率不断提高，输出电流波形更接近正弦波或使电动机磁场更接近圆形。目前PWM技术已成为交流调速系统、交流伺服系统、高频逆变电源系统的主流控制技术。1、SPWM调制法2、加入3次谐波的HIPWM调制法3、规则采用法4、谐波消除法5、电流滞环跟踪法6、电压空间矢量法脉宽调制方式3.2.1SPWM调制法正弦脉宽调制法（SinusoidalPulseWidthModulation，简称SPWM）：也称为三角载波调制法，主要是应用正弦调制波与三角载波比较，产生正弦脉冲宽度调制波形。特点：它从电源的角度出发，追求一个频率和电压可调、三相对称的正弦波电动机供电电源。其控制原则是尽可能减小输出电压的谐波分量来逼近正弦波。这种方法具有模型简单、控制线性度好和易于实现的优点。1.SPWM波形生成分析为了对SPWM法进行定量分析，将SPWM生成波形进行局部放大示。1243it2dU2-dU101234P1P2P3Piti321ScVrVABCDE2图3-8SPWM局部波形1.SPWM波形生成分析由式（3-1）可知，载波比crfNf，令S表示等腰载波三角波四分之一周期的角度，则2SN(3-3)设iP为三角波第i次过零点对应的角度，则2iSPiiN，1,2,...,2iN(3-4)令i为iP与开关角ia之间的间隔角度，则1(1)(1)iiiiiaP(3-5)在图3-8中，在第i个开关点ia处，ABC与CDE为相似三角形，则有ABBCDEEC(3-6)在ABC中，cmABV为三角波幅值；SBC为三角波四分之一周期的角度。在CDE中，ciDEV为三角波在第i处的值；iEC为式（3-5）的值。将上边的值代入式（3-6）经整理后得11111/2/22112[(1)(1)2]iicmcmciiiiiicmiiicmiVVVapNNNVaiNNVai(3-7)通常取1cmV，则rmVM。在第i个开关点ia处，参考正弦波riV为sinsinrirmiiVVaMa（3-8)由于在i点处，cV和rV相交，ciriVV，整理后可得如下方程12sin112=0iiiiNMaai(3-9)给定M值和N值后，根据式(3-9)即可求出输出一周期内的各个开关点。实际上，由于输出波形四分之一周期对称，只要求出一相四分之一的开关点，则其它所有的开关点，用简单的加减运算很容易获得。例如N=8，求出14~aa四个开关点即可，而81aa，72aa，63aa，54aa。将图3-8所示的输出电压波形展成以直流侧电压中点为参考的付氏级数。对于四分之一周期对称的波形，波形中只含有正弦项，并且只含有奇次谐波。谐波分析200104sin()()2sin()ndnnnaUbntdtubnt01(cossin)nnnuantbnt逆变器输出电压：(3-10)已知三角函数积分为：1110211sin()()(1cos)21sin()()cos21sin()()(coscos)2kkkddkdkkUntdtnnUntdtnnUntdtnnn(3-11)将式（3-10）中的nb展开，并将式（3-11）代入，则得123121021214[sin()()sin()()sin()()222...sin()()sin()()]222[12(coscos...cos)]2[12(1)cos]kkkdddnddddkkidiiUUUbntdtntdtntdtUUntdtntdtUnnnnUnn(3-12)式中1,2,3,...,n为谐波次数。令1n，得输出电位的基波幅值为三相逆变器输出电压表达式为：0112121cossinkidiniUunantn(3-13)112121coskidMiiUUa(3-14)对PWM逆变器控制时，调制系数M可以在0和1之间变化，以使参考信号调制与输出基波电压之间具有线性关系。=1M时，基波线电压幅值为直流电压的0.866，直流电压利用率较低，线性控制范围较小。而且为了逆变器的可靠运行，每相上下桥臂的开关管还需要有一个最小的关断或截止时间，这又要减小一部分输出电压。PWM输出波形中含有与载波频率cf和参考波频率rf有关的边带谐波分量。其谐波次数为21crKfKf的形式，这里1K和2K为整数。在载波频率较高的情况下，逆变器输出电流可被电动机漏感进行较充分的滤波，从而使电流接近正弦波。2.SPWM调制法的控制实现自然采样法：通过计算正弦调制波与三角载波的交点，求出相应的脉宽和脉冲间歇的时间，来生成SPWM波形。tT为三角波周期；cmV为三角波幅值；sinrmVt为正弦参考波；ST为采样周期；ont为第1个采样周期中功率管的导通时间；offt为第1个采样周期中功率管的关断时间；,ont为第2个采样周期中功率管的导通时间；,offt为第2个采样周期中功率管的关断时间；pt为总的脉冲宽度。图3-9SPWM自然采样法tVrmsincmVtT2STofftont,ont,offtpttab1t2t2STSTt4444SonSoffSonSoffTtaTtaTtbTtb，，由图可知(3-15)由式（3-5）和（3-6）相似三角形可得12sin4sin4rmScmrmScmVtaTVVtbTV(3-16)将上式整理后得12sin4sin4SSTaMtTbMt(3-17)将式(3-17)中的a和b分别代入式(3-15)中，得