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宽输入电压范围正变负DC-DC控制器LTC3704LTC3704系新设计的一款正压转成负压输出的非隔离控制IC。是目前转换效率最佳，外接元件最少，输出功率可大可小的一款新品。由于不用检测电流的RSENSE，而用外部功率MOSFET的RSD(ON)做过流检测，控制IC的工作频率可从50KHz~1MHz，还可以同步到外时钟，设计的猝发工作模式可以使其在轻载时消耗极低，仅10μA。其它特点如下：宽输入电压范围，从2.5V~36V。电流型控制，有极好的瞬态响应。最大占空比达92%。+/-1%的内部电压基准。小型封装缩小了占空面积。LTC3704的内部等效电路如图1。简单应用电路如图2。图1LTC3704的内部等效方框电路LTC3704的10个引脚功能如下：RUN1PIN,RUN端子提供给用户用一个精准检测输入电压并调节变换器的起动阈值。将此端降到1.248V时，IC关断。其有100mV窗口，此端低于此电压时，IC工作电流仅10μA，最大起动运行电压可调至7V。ITH2PIN，误差放大器补偿端。电流比较器输入阈值跟随此端电压增长，正常电压范围为0V~1.40V。NFB3PIN，接收反馈电压，用外接电阻分压器接到输出，正常时此端电压为-1.230V。FREQ4PIN，外接一支电阻到GND，设置工作频率。正常状态电压约0.62V。MODE/SYNC5PIN，该端输入控制其工作模式，外同步信号也从此端送入。如果MODE/SYNC端接地，即使能猝发工作模式。如果接至INTVcc或外部逻辑电平的同步信号，猝发工作模式即被禁止，IC仅工作在连续模式。GND6PIN，IC公共端。GATE7PIN，栅驱动输出端。INTVcc8PIN，内部5.2V稳压器输出，供给栅驱动电路，需外接去耦电容，为4.7uf低ESR的瓷电容。VIN9PIN，IC的供电端，需外接旁路电容。SENSE10PIN，电流检测输入给控制环。将此端接至外部功率MOSFET的漏极，利用VSDON作过流检测，以提高效率。内部前沿消隐也由此端提供，此端共计两个功能。图2LTC3704的基本应用电路下面描述其工作:工作原理主控制环路LTC3704是一个用于DC/DC正压至负压变换器应用的恒频电流型控制器。LTC3704与传统的电流型控制器有所不同，因为电流控制环路可通过检测功率MOSFET开关(而不是一个分立的检测电阻)两端的压降来闭合，如图3所示。这种检测技术提高了效率和功率密度，并降低了总体解决方案的成本。图3SENSE端的应用方法关于电路的工作原理，请参见图1和图2。在正常工作状态下，当振荡器设定PWM锁存器时，功率MOSFET导通。当电流比较器C1将锁存器复位时，功率MOSFET关断。由误差放大器EA将经过分压的输出电压与一个内部1.230V基准进行比较，并在ITH引脚上输出一个误差信号。ITH引脚上的电压设定电流比较器C1的输入门限。当负载电流增加时，NFB电压相对于基准电压的下降使ITH引脚电平上升，这导致电流比较器C1在一个更大的峰值电感电流值上发生跳变。因此，平均电感电流将增加，直到与负载电流相等，由此保持输出稳定。LTC3704的标称工作频率是采用一个从FREQ引脚连接到地的电阻来设定的，其受控范围为50KHz至1000KHz。此外，IC内部的振荡器可以与一个加在MODE/SYNC引脚上的外部时钟同步，并能够锁定在其标称值100%到130%之间的某一频率上。当MODE/SYNC引脚处于开路状态时，用一个50K的内部电阻将该引脚的电平拉低，并使能突发方式操作。如果该引脚的电平高于2V，或被施加了一个外部时钟，则突发方式操作失效。IC仅工作于连续方式。在没有负载(或负载极小)的情况下，控制器将进行跳跃脉冲操作以保持稳定状态，并防止出现过大的输出波纹。RUN引脚用来控制IC是处于使能状态还是低电流的停机状态。微功率的1.248V基准和比较器C2允许用户设置IC导通和关断的电源电压(比较器C2具有用于实现噪声免疫的100mV迟滞)。RUN引脚电平低于1.248V时，芯片关断,输入电源电流的典型值只有10μA。如图3所示，LTC3704的使用既可以通过检测功率MOSFET两端的压降来完成，也可以通过把SENSE引脚与位于功率MOSFET源极的一个普通分流电阻相连接来完成。检测功率MOSFET两端电压的方法最大限度地提高了变换器的效率，并最大限度地减少了元件的数量。但将输出电压限制为该引脚的最大额定值(36V)，通过把SENSE引脚与位于功率MOSFET源极的电阻相连接，用户能够对该IC的36V最大额定输入电压高得多的输出电压进行设置。操作方式的设置对于那些优先考虑最大限度地提高轻负载条件下(例如，小于100μA)的效率应用来说，应该采用突发方式操作(即MODE/SYNC引脚应与地相连)。而在那些固定频率操作较低电流效率更为重要，或需要最小输出波纹的应用中，应采用脉冲跳跃方式操作，且MODE/SYNC引脚应与INTVcc引脚相连接。这就使得不连续导通方式(DCM)操作的时间被减少到接近由芯片的最少导通时间(约175ns)所规定的限值。在此输出电流电平以下，变换器将执行跨越周期的操作以保持输出稳定。图4跳变和图5示出了图2中变换器的突发方式和脉冲跳变方式操作的轻负载开关波形。猝发方式操作猝发方式工作是通过MODE/SYNC引脚置于空置或将其接地来选择的。在正常工作状态下，ITH引脚上对应空载至满载的电压范围为0.30V至1.2V。在猝发方式操作中，如果误差放大器EA把ITH电压驱动至0.525V以下时，电流比较器C1的缓冲ITH输入将被箝位于0.525V(它对应于最大负载电流的25%)。这样，电感器峰值电流保持在大约30mV，用功率MOSFET的RDS(ON)相除，如果ITH引脚电平降至0.30V以下，猝发方式比较器B1将关断功率MOSFET，并把IC的静态电流按比例变到250μA(休眠方式)。在这种条件下，负载电流将由输出电容器提供，直到ITH电压升至猝发比较器的50mV迟滞以上。在轻载条件下，将观察到在短时的猝发开关(平均电感器电流是其最大值的25%)之后是较长的休眠期，由此极大地提高了变换器效率。图3示出了描绘突发方式操作的示波器波形。图4轻载下的猝发工作模式图5禁止猝发模式工作的波形跨跃脉冲方式操作将MODE/SYNC引脚与一个大于2V的DC电压相连后，猝发方式操作失效。内部的0.525V缓冲ITH猝发箝位被取消，使得ITH引脚在空载到满载的条件下直接控制电流比较器。空载时，ITH引脚被驱动至0.30V以下，功率MOSFET被关断并进入休眠方式。图5示出了描绘这种操作方式的波形。当一个外部时钟信号以高于芯片内部振荡器频率的速率对MODE/SYNC引脚进行驱动时，振荡器将与之同步。在这种同步方式中。猝发模式工作失效。与同步工作相关联的恒定频率由变换器提供了一个更加受控的噪声频谱，代价是牺牲轻载条件下的总体系统效率。当振荡器的内部逻辑电路在MODE/SYNC引脚上检测到一个同步信号时，内部振荡器斜坡上升被提前终止，斜率补偿增加了大约30%。因此，在要求同步的应用中，建议将IC的标称工作频率设置为外部时钟频率的75%左右。如果试图与更高的外部频率(1.3Fo以上)同步，则会导致斜率补偿不足以抑制次谐波振荡(或抖动)。外部时钟信号必须超过2V脉宽至少达到25ns以上，而且应具有80%的最大占空比，如图6所示。MOSFET的导通将与外部时钟信号的上升沿同步。工作频率的设置工作频率和电感值的选择是对效率和元件尺寸权衡之后的折衷。低频工作通过降低MOSFET和二极管的开关损耗提高了效率。然而，对于给定的负载电流值，较低的工作频率要求采用更大的电感。LTC3704采用一种恒定频率结构，利用一个从FREQ引脚连接到地的外部电阻在50KHz至1000KHz的范围内进行设置，如图1所示.FREQ引脚上的标称电压为0.6V，流入FREQ引脚的电流被用来对一个内部振荡电容器进行充放电。图7示出了对于给定工作频率情况下选择的RT值图形。图6外同步时的时钟和工作波形图7定时电阻和工作频率INTVcc稳压器旁路和操作如图8所示。一个内部沟道低压降稳压器生成了为LTC3704内的驱动器和逻辑电路供电的5.2V电源。INTVcc稳压器能够提供高达50mA的电流，且必须通过一个紧靠着IC引脚而最小值为4.7uf的钽电容器或陶瓷电容器旁路到地。对于MOSFET栅极驱动器所要求的大瞬态电流的提供而言，良好的旁路是必需的。对于不超过7V(该引脚的绝对最大额定值)的输入电压，LTC3704中的内部低压降稳压器是多余的，INTVcc引脚可以直接短接至VIN引脚。然而，当INTVcc引脚短接至VIN引脚时，设置稳定INTVcc电压的分压器将从输入电源吸收10μA的电流，即使在待机状态下也是如此。对于那些要求最低待机方式输入电源电流的应用，不要把INTVcc引脚与VIN相连。不管INTVcc引脚是否短接至VIN，必需始终通过一个紧挨着INTVcc和GND引脚的4.7uf钽电容器或低ESR陶瓷电容器把驱动器电路旁路到地。图8对LDO连接的旁路电容及外功率MOSFET的驱动在实际应用中，大多数IC电源电流被用来驱动功率MOSFET的栅电容。因此，对大功率MOSFET进行高频驱动的高输入电压应用可能会使LTC3704超过其最大额定结温，可以利用下列公式来估算结温：总静态电流IQ(TOT)由静态工作电流(IQ)和用于对功率MOSFET的栅极进行充放电所需的电流组成。10引脚MSOP封装具有RTH(JA)=120℃/W的热阻。举个例子，假设有一个VIN=5V且VSW(MAX)=12V的电源。开关频率为500KHz,最高环境温度为70度。选择的功率MOSFET是IRF7805，其最大导通电阻RDS(ON)为11mΩ(室温条件下)，最大栅极电荷量为37nC(栅极电荷的温度系数较小)。这表明了与IC中的静态电流相比，栅极充电电流有多么重要。为了防止超过最高结温，当在高的VIN条件下的连续方式工作也需检查输入电源电流，可能需要在工作频率与功率MOSFET大小之间进行权衡，以保持可靠的IC结温。然而，在降低工作频率之前，一定要和功率MOSFET制造商核对他们最新﹑最顶级的低QG﹑低RDS(ON)器件。功率MOSFET制造技术正在不断改进，几乎每年都会推出更新和性能更好的器件。输出电压设置输出电压由一个电阻分压器按照下式进行设定：其中，VREF=-1.230V，INFB是流出NFB引脚的电流(INFB=-7.5μA)。为了正确选择R2，包括NFB引脚电流的影响，可采用下面的公式：流出NFB引脚的7.5μA标称电流具有约+/-2.5μA的偏差。于是，500μA的输出分压器电流(R1=2.49ΚΩ)会在输出电压中引起0.5%的误差。对于输出电压精度重要性稍低的应用而言，可以通过增大R1的阻值来提高效率。利用RUN引脚来设置导通和关断门限LTC3704包括一个独立的微功率电压基准和一个即使在该器件处于停机状态下仍保持运行的比较器检测电路，如图9所示。这使得用户能够精确设置一个变换器导通和关断的输入电压。RUN引脚上的下降的阈值电压与1.248V的内部基准电压相等，比较器具有100mA的迟滞以增强噪声免疫力。导通和关断输入电压阈值是采用一个电阻分压器根据下列公式来设置的：电阻R1典型选择1兆欧。RUN端仅用于逻辑输入，用户必须用在7V以下。RUN端还可以经过1兆欧电阻接到输入电压。如图9。图9A用RUN端子调节开启和关断阈值图9B用外部逻辑控制IC的关断图9CRUN端的上拉电阻令IC保持开启应用电路图2示出了一种用于LTC3704简单的正至负应用电路。该电路的基本原理示于图10。在导通期间，电感电流流过开关，而在关断期间，这些电流流过输出二极管，使用与输入和输出串联的电感器会在这些电容器中产生连续电流，从而得到低的输入和输出噪声。不连续的电流流入开关，耦合电容和二极管。图10A开关导通时的电流图10B正到负的电压变换