正激式开关电源的设计

17-3正激式开关电源的设计中山市技师学院葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意防止磁饱和的问题。反激式在20～100W的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，控制也比较容易。而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。正激式适合50～250W之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！7.3.1技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。表7-7正激式开关电源的技术指标项目参数输入电压单相交流220V输入电压变动范围160Vac～235Vac输入频率50Hz输出电压VO=5.5V@20A输出功率110W7.3.2工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。这里基本工作频率0f选200kHz，则301020011fT=5μs式中，T为周期，0f为基本工作频率。7.3.3最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，D选为40%～45%较为适宜。最大导通时间maxONt为maxONt=TmaxD（7-24）maxD是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选maxD=45%。由式（7-24），2则有maxONt=5μs0.45=2.25μs正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。VD1VD2TLVTCN2VI+_oN1CIVI11C1R1R2C2VD3V2tONtOFFT+_V1oo图7-25正向激励开关电源的基本电路结构7.3.4变压器匝比的计算1．次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压2V与电压OV+FV+LV的关系可以这样理解：正脉冲电压2V与ONt包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形，则矩形的“纵向的高”就是OV+FV+LV，即ONFLOtTVVVV2（7-25）式中，FV是输出二极管的导通压降，LV是包含输出扼流圈2L的次级绕组接线压降。由此可见，图7-26所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在负载上的输出电压OV更小。3tONtOFFTVoBACV2++VVLF0VV1'__N图7-26“等积变形”示意图根据式（7-25），次级最低输出电压min2V为min2V=maxONFLOtTVVV25.255.03.05.5=14V式中，FV取0.5V（肖特基二极管），LV取0.3V。2．变压器匝比的计算正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量的作用，是真正意义上的变压器，初、次级绕组的匝比N为N=2VVI（7-26）根据交流输入电压的变动范围160V～235V，则IV=200V～350V，inVIm=200V，所以有N=min2ImVVin=14200≈14.3把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比N为N=FLOinVVVDVmaxIm（7-27）7.3.5变压器次级输出电压的计算变压器初级的匝数1N与最大工作磁通密度mB（高斯）之间的关系为1NSBtVmONinmaxIm410（7-28）式中，S为磁芯的有效截面积（mm2），mB为最大工作磁通密度。4输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28，其有效截面积S约为85mm2，磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度mB可由图7-27查出。图7-27H7C4材料磁芯的B-H特性实际使用时，磁芯温度约为100℃，需要确保mB为线性范围，因此mB在3000高斯以下。但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁（磁复位）——剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围mB为2000高斯。根据式（7-28），得1N=44maxIm1085200025.220010SBtVmONin≈26.5匝，取整数27匝。因此，变压器次级的匝数2N为2N=1N/N=1N=27/14.3=1.9匝，取整数2匝。当N=1N/2N=27/2=13.5。根据式（7-27），计算最大占空比maxD为maxD=inLFOVNVVVIm=2005.133.05.05.5≈42.5%也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证输出电压正常，开关电源的最大占空比maxD约为42.5%，开关管的最大导通时间maxONt约为2.1μs。下面有关参数的计算以校正后的maxD（=42.5%）和maxONt（=2.1μs）。同时，由式（7-26）5计算的输出最低电压min2V约为14.8V。7.3.6变压器次级输出电压的计算1．计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流LI如图7-28所示，则LI为LI=maxmin2ONOFtLVVV（7-29）式中，L为输出扼流圈的电感（μH）。tONtOFFT输出电流IO0AILΔ图7-28扼流圈中的电流波形这里选LI为输出电流OI（=20A）的10%～30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按LI为OI的20%进行计算。LI=OI0.2=200.2=4A由式（7-29），求得LI=1.245.55.08.14≈4.6μH如此，采用电感量为4.6μH，流过平均电流为20A的扼流圈。若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。在ONt期间，2V为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在OFFt期间，2V为幅度NV/'1的负脉冲（具体分析见下文），VD1截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流OI为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。6VoV2++VVLF0VV1'__NtONtOFFT,0AId1Id2IOVo图7-29次级的电压与电流波形2．计算输出电容的电容量输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压rI由LI以及输出电容的等效串联电阻ESR①确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%～0.5%。rI=1005.0~3.0OV=10055.0~3.0=15～25mV（7-30）又rI=LIESR（7-31）由式（7-31），求得ESR=LrII=425~15=3.75～6.25mΩ即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mΩ以下的电容。适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200μF/10V的电容，其ESR值为31mΩ，可选6个这样的电容并联。另外，需要注意低温时ESR值变大。流经电容的纹波电流rmsCI2为rmsCI2=32LI=324≈1.16A（7-32）因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的①ESR，是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写，翻译过来就是“等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。ESR是等效“串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。7环路的增益等，它们可能使电容特性改变。7.3.7恢复电路设计1．计算恢复绕组的匝数恢复电路如图7-30所示。VT1导通期间变压器T1的磁通量增大，T1蓄积能量；VT1截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。TVTN2N111N3VD4V1'VIVds+++____+C1VD3R1VICI图7-30恢复电路（VT1截止时）电路中T1上绕有恢复绕组3N，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（IC暂存）。由于VT1截止期间，恢复绕组3N两端的自感电压限制为输入电压IV的数值，惟其如此，VD4才能把存储在3N中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器初级感应电压为'1V=31NVNI（7-33）式中，'1V是1N的感应电压，极性为上负下正；IV是3N的自感电压，极性也是上负下正（等于电源电压）。若主开关元件的耐压为800V，使用率为85%，即axVVIm'18000.85=680V。'1V680-350=330V由式（7-33），求得83N'1Im1VVNax=33035027≈28.6匝，取整数29匝。2．计算RCD吸收电路的电阻与电容VT1导通期间储存在T1中的能量为1E=1222LtVONI（7-34）式中，1L为变压器初级的电感量。VT1截止期间，初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在1R上以热量形式消耗掉。1R中消耗的热量为2E=12'1RTV（7-35）因为1E=2E，联立式（7-34）、（7-35），整理得'1V=ONItVTLR112（7-36）因为输入电压最高axVIm时开关管导通时间minONt最短，把上式中的IV换成axVIm，ONt换成minONt，加在VT1上的最大峰值电压dspV为dspV=axVIm+'1V=axVImmin1121ONtTLR（7-37）由此，求得1R为1R=2min12Im12ONaxdsptTLVV（7-38）又，当输入电压axVIm时，minONt为minONt=maxONtaxinVVImIm=2.1350200≈1.2μs9式（7-38）中，初级的电感量1L是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI（E）-28，H7C4的A1-Value值为5950，则A1-Value=211/NL（7-39）由式（7-39），求得1L为1L=595021N910=5950227910≈4.3mH由式（7-38），求得1R为1R=26632102.1105103.413506802≈28.2kΩ式中，加在VT1上的最大峰值电压dspV取680V。时间常数11CR比周期T要大的多，一般取10倍左右，则1C=101RT=1036102.28105≈1773pF3．计算主绕组感应电压当axVIm=350V，根据式（7-33），得'1V=2935027≈325V对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在ONt即将结束时初级绕组的励磁电流1I为1/LtVONI。开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组3N就是为此而设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。若绕组1N中蓄积的能量全部转移到绕组3N中，开关断开瞬间“安·匝相等”原理仍然成立，则绕组3N的励磁电流3I为1313INNI阅读资料10把1I=1/LtVONI代入上式，得3I=31NNONItLV1又，绕组3N的励磁电感与绕组1N的励磁电感的关系为12133LNNL恢复二极管VD3变为导通状态，变压器以输入电压IV进行消磁。为消除1I=1/LtVONI的励磁电流1I，必要的时间类似1I=1/LtVONI，即retIVIL33把上式3L、3I分别用前两式代入上式，整理得ret1213LNN31NNONItLV1IV1=ONtNN13为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁，则retOFFt=TD1即ONtNN13TD1因此，正激变换器的电压变比限制为311NNND比如，本例中1N=27，3N=29，则292727311NNN≈