振幅调制,解调与混频电路

4.3混频电路地位：超外差接收机的重要组成部分。作用：将天线上感生的输入高频信号变换为固定的中频信号。重要性：靠近天线，直接影响接收音机的性能。种类：(1)一般接收机中：三极管混频器。(2)高质量通信接收机：二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。4.3.1通信接收机中的混频电路一、主要性能指标1．混频增益定义：混频器的输出中频信号电压Vi（或功率PI）对输入信号电压Vs（或功率PS）的比值，用分贝表示(与混频损耗Lc类似)或SIclg10PPGsiclg20VVA2．噪声系数定义：输入信号噪声功率比(PS/Pn)i对输出中频信号噪声功率比(PI/Pn)o的比值，即onIinS)/()/(lg10PPPPNF接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路，若无高频放大器，主要由混频电路决定。3．1dB压缩电平当输入信号功率较小时，输出中频功率随输入信号功率线性地增大，混频增益为定值；以后由于非线性，输出功率的增大趋于缓慢。定义：比线性增长低1dB时所对应的输出中频功率电平，用PI1dB表示。dBm：高于1mW的分贝数，P(dBm)=10lgP(mW)。意义：PI1dB所对应的输入信号功率PS是混频器动态范围的上限电平。4．混频失真在接收机中，加在混频器输入端的除了有用输入信号外，还往往存在着多个干扰信号。由于非线性，混频器件输出电流中将包含众多组合频率分量，其中，可能有某些组合频率分量的频率十分靠近中频，中频滤波器无法将它们滤除。它们叠加在有用中频信号上，引起失真，称混频失真，它将严重影响通信质量。5．隔离度理论上，混频器各端口之间相互隔离，任一端口上的功率不会窜到其它端口上。实际上，总有极少量功率在各端口之间窜通。定义：本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比(用分贝表示)。意义：用来评价窜通大小的性能指标。危害：在接收机中，本振端口功率向输入端口的窜通危害最大。为保证混频性能，加在本振端口的本振功率都比较大，当它窜通到输入信号端口时，就会通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐射，严重干扰邻近接收机。二、二极管环形混频器和双差分对混频器高性能通信接收机混频器种类：二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。1．二极管环形混频器已形成完整的系列，常用的是Level7、Level17、Level23三种系列，它们所需的本振功率分别为7dBm(5mW)，17dBm(50mW)，23dBm(200mW)(用保证二极管开关工作所需本振功率电平的高低进行分类)。显然，本振功率电平越高，相应的1dB压缩电平也就越高，混频器的动态范围就越大。对于上述三种系列，1dB压缩电压所对应的最大输入信号功率分别为1dBm(1.25mW)，10dBm(10mW)，15dBm(32mW)。优点：工作频带宽、噪声系数低、混频失真小、动态范围大。应用广泛。缺点：没有混频增益、端口间的隔离度较低。实际二极管环形混频器各端口的匹配阻抗均为50。应用时，各端口都必须接入滤波匹配网络，分别实现混频器与输入信号源，本振信号源，输出负载间的阻抗匹配。2．双差分对平衡混频器继XFC1596后，已出现多种双差分对平衡调制器产品，其中AD831的工作频率可达500MHz以上，它由双差分对平衡调制器、输出低噪声放大器和本振驱动组成(p205)。特点：混频增益高，输入端只需电压激励，一般不需匹配网络，使用方便。同时，AD831中设有本振驱动放大器，为保证开关工作而所需的本振功率很小，且端口间隔离度很高。不必考虑天线反向辐射的问题。缺点：噪声系数较大，动态范围小。4.3.2三极管混频电路一、作用原理1．原理电路L1C1——输入信号回路，调谐在fcL2C2——输出中频回路，调谐在fI本振电压vL=VLmcosLt接在基极回路中，VBBO为基极静态偏置电压。vBE=VBBO+vL+vS2．工作原理将VBB0+vL作为三极管的等效基极偏置电压，用vBB(t)表示，称为时变基极偏置电压，则当输入信号电压vS=Vsmcosct很小，满足线性时变条件时，三极管集电极电流为iCf(vBE)IC0(vL)+gm(vL)vS在时变偏压作用下，gm(vL)的傅氏级数展开式为：gm(vL)=gm(t)=g0+gm1cosLt+gm2cos2Lt+gm(t)中的基波分量gmlcosLt与输入信号电压vS相乘gmlcosLtVsmcosct=令I=L-c，得中频电流分量为iI=IImcosIt=tVgtVgIsmcmIsm1mcoscos21其中gmc=IIm/Vsm=gm121称为混频跨导，定义为输出中频电流幅值IIm对输入信号电压幅值Vsm之比，其值等于gm(t)中基波分量幅度gm1的一半。=gmlVsm[cos(L-c)t+cos(L+c)t]21若设中频回路的谐振电阻为Re，则所需的中频输出电压vI=-iIRe，相应的混频增益为AC==-gmcResmImVV3．小结(1)在满足线性时变条件下，三极管混频电路的混频增益与混频跨导gmc成正比。而gmc又与VLm和静态偏置有关。(2)三极管的转移特性曲性(iC～vBE)，它的各点斜率的连线即为跨导特性gm(vBE)。在vBE=VBB(t)的作用下，便可画出gm(t)波形。由图可见，当VBB0一定，VLm由小增大时，gm1即gmc也相应地由小增大，直到gm(t)趋近方波时，相应的gmc便达到最大值。实际上，三极管混频电路中，一般均采用分压式偏置电路，因而，当VLm增大到一定值后，由于特性的非线性，产生自给偏置效应，基极偏置电压将自静态值VBB0向截止方向移动，因而相应的gmc也就比上述恒定偏置时小，结果使gmc随VLm的变化如图实线所示。可见，相应于某一VLm值，gmc和相应的混频增益达到最大值。实验指出，在中波广播收音机中，这个最佳的VLm约为(20～200)mV。反之，当VLm一定时，改变VBB0(或IEQ)时，gmc也会相应变化。实验指出，IEQ在(0.2～1)mA时，gmc近似不变，并接近最大值。二、电路1．本机振荡器电感三点式电路。产生的本机振荡电压通过耦合线圈Le加到T1管的发射极上。天线上感生的信号电压通过耦合线圈La加到输入信号回路，再通过耦合线圈Lb加到T1管的基极上。在实际电路中，La和Lb的取值较小，这样对输入信号频率而言，本振回路严重失谐，它在Le两端呈现的阻抗很小，可看成短路；同理，对本振频率而言，输入信号回路严重失谐，它在Lb两端呈现的阻抗很小，也可成短路。因而保证了输入信号电压和本振电压都有良好的通路，能有效地加到T1管发射结上，同时有效地克服了本振电压经输入信号回路泄漏到天线上，产生反向辐射。4.3.3混频失真由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种干扰和失真(干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失真等)，现以接收机为对象讨论其成因和危害。一、干扰哨声和寄生通道干扰1．干扰哨声混频器输入有用信号时，混频器件输出电流将出现众多组频率分量：fp,q=cLqfpf这种情况犹如混频器中存在着无数个变换通道，其中只有一个变换通道(p=q=1)是有用的，它可以将输入信号频率变换为所需的中频，而其余大量的变换通道都是无用的，甚至有的还十分有害。例如对应于某一对p和q值的fp,q(除p=q=1以外)，若其值十分接近于中频，即cLqfpf=f1F(4-3-5)(F为可听的音频频率)则在混频器中，输入信号除了通过(p=q=1)有用通道变换为中频信号以外，还可通过p和q满足上式的那些通道变换为接近于中频的寄生信号。它们都将顺利地通过中频放大器。这样，收听者就会在听到有用信号声音的同时，还听到由检波器检出的差拍信号(频率为F)所形成的哨叫声，故称这种干扰为混频器的干扰哨声。由满足干扰哨声的频率关系式(4-3-5)可见，它可分解为四个关系式：qfc-pfL=fIFpfL-qfc=fIFpfL+qfc=fIF-pfL-qfc=fIF若令fL-fc=fI，因pfL+qfc恒大于fI，-pfL-qfc是无意义的负频率，则只有前两式有可能成立，后两式是无效的。将前两式合并，便可得到产生干扰哨声的输入有用信号频率为：pqFfpqpf--Ic1一般情况下，fIF，上式可简化为Ic1fpqpf-讨论：(1)上式表明，若p和q取不同的正整数，则会产生干扰哨声的输入有用信号频率有无限多个，并且其值均接近于fI的整数倍或分数倍。(2)减小干扰哨声的办法实际上，任何一部接收机的接收频段是有限的（例如中波段广播收音机的接收频段为535～1605kHz）。因此，其中只有落在接受频段内的才会产生干扰哨声。另外，由于组合频率分量电流的振幅随(p+q)的增加而迅速减小，因而，其中只有对应于p和q为较小值的输入有用信号才会产生明显的干扰哨声，而对于p和q为较大值产生的干扰哨声一般可以忽略。可见，只要将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频段以外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。例如，由可知，对应于p=0，q=1的干扰哨声最强，相应输入信号频率接近于中频，即fcfI，因此，为了避免这个最强的干扰哨声，接收机的中频总是选在接收频段以外。例如，上述中频接收机，fI规定为465kHz。Ic1fpqpf-2.寄生通道干扰当接收机接收频率为fc的信号时，本振频率应为fL，且fL-fc=fI。这时，若干扰信号(频率为fM)加到混频器输入端，则混频器输出电流中将出现由下列频率通式表示的众多组合频率分量:fp,q=MLqfpf其中，某些通道的p和q值及其所取的正、负号满足下列关系式IMLfqfpf(4-3-8)则干扰信号就将其频率fM变换为fI，顺利地通过中频放大器，造成干扰(收音机听到干扰信号)。这种干扰称为寄生通道干扰。由于受到fL-fc=fI的限制，因而产生寄生通道干扰的频率关系式(4-3-8)只有下列两式才能成立pfL-qfM=fI，qfM-pfL=fI将它们合并，就得到能形成寄生通道干扰的输入干扰信号频率为fM=IcIL1fqpfqpqffqp(4-3-9)上式表明，fM对称地分布在pfL/q的左右，并且与pfL/q的间隔均为fI/q。当接收机调谐于给定信号频率fc时，fL则定，混频器就能为频率满足上式的干扰信号提供寄生通道，将它变换为中频。根据(4-3-9)式，可以求得两个形成最强寄生通道干扰的频率。一个是对应于p=0，q=1的寄生通道，相应的fM=fI，故称中频干扰。对于这种干扰信号，混频器实际上起到了中频放大器的作用，具有比有用信号更强的传输能力。另一个是对应于p=1，q=1的寄生通道，相应的fM用fK表示，其值为fK=fL+fI=fc+2fI如果将fL想象为一面镜子，则fK就是fc的镜像，如图所示，故称镜像频率干扰或对象频率干扰。对于这种干扰信号，它所通过的寄生通道具有与有用通道相同的p和q值(p=q=1)，因而具有与有用信号通道相同的变换能力。可见，如果上述两种干扰信号能够加到混频器的输入端，混频器就能有效地将它们变为中频。因而必须在混频器前将它们抑制掉。鉴于它们的危害性，接收机的性能指标中一般都要列出对它们抑制的要求。如果将(4-3-9)改写为fc=IM1fppfpq-还可判断：当fM一定时，接收机能够在哪些fc上收听到该干扰信号的声音。例如，当混频器输入端作用fM=1000kHz的干扰信号时，由上式求得接收机能够在1070kHz(p=1，q=2)和767.5kHz(p=2，q=2)等频率刻度上收听到这个干扰信号的声音。3．小结干扰哨声是由频率满足的输入有用信号产生的。而寄生通道干扰则是由频率满足fM=的输入干扰信号产生的，IcIL1fqpfqpqffqpIc1fpqpf-它们都是混频器中特有的干扰现象。要消除干扰哨声，就必须将产生较强干扰哨声的信号频率移到接收频段以外，其中接近于中频的信号所产生的干扰哨声最强，因而必须首先将中频移到接收频段以外。要消除寄生通道干扰，就必须加大寄生通道干扰信号与有用输入信号之间的频率间隔，以