第四章 双极晶体管的频率特性

第四章晶体管的频率特性在实际运用中，晶体管大多数都是在直流偏压下放大交流信号。随着工作频率的增加，晶体管内部各个部位的电容效应将起着越来越重要的作用，因而致使晶体管的特性发生明显的变化。本章讨论在高频信号作用下晶体管的哪些特性参数发生什么样的变化以及这些这些变化与工作频率的关系等，以便能更好地认识高频下晶体管特性的变化规律，更重要的是了解应设计制造什么样的晶体管以满足高额工作条件的要求。为此、首先介绍晶体管高频工作下的特殊参数．然后再讨论这些参数与结构、工作条件的关系等。电流、电压和电荷的符号（以基极电流为例）为：总电流：其中的直流分量：其中的高频小信号分量：高频小信号的振幅：符号说明：以和分别表示高频小信号下的发射结注入效率、基区输运系数和共基极与共发射极电流放大系数，它们都是复数。对极低的频率或直流小信号，即时，它们分别记为和。、、0000、、bBBiIi0btjbbtjbbijeIjdtdieIi,BIbI随着信号频率的提高，的幅度会减小，相角会滞后。、fflglglg晶体管的频率参数截止频率f：共基极电流放大系数减小到低频值的所对应的频率值21特征频率fT：共发射极电流放大系数为1时对应的工作频率最高振荡频率fM：功率增益为1时对应的频率截止频率f：共发射极电流放系数减小到低频值的所对应的频率值21002ff002ff01Tff时，Mff）（＝输入信号功率输出信号功率功率增益dB01iopppK以PNP管为例，高频小信号电流从流入发射极的ie到流出集电极的ic，会发生如下变化：pcccpcpccpcccpcpccpepcepeveciiiiiiiiiiiiiibe0peCeiiTePPNieipeipcipccicieicCTeCDeCTcpcCiDepccxidccCiTc(1)复合损失使β0*1β0*的物理意义：基区中单位时间内的复合率为(1/τB)，少子在渡越时间τb内的复合率为(τb/τB)，因此到达集电结的未复合少子占进入基区少子总数，这就是β0*。这种损失对直流与高频信号都是相同的。§4-1基区输运系数与频率的关系1、渡越时间τb的作用(2)时间延迟使相位滞后对角频率为ω的高频信号，集电结处的信号比发射结处在相位上滞后，因此在βω*的表达式中应含有子。bje(3)渡越时间的分散使减小Bb1b*2、由电荷控制法求空穴的电荷控制方程为：当暂不考虑复合损失时，可先略去复合项。假定上述关系也适用于高频小信号，即：BbbpcpeqdtdqiibBpcQIpcbbbbpciqqi或,代入略去后的空穴电荷控制方程中，得：pcbpcbpcpeijdtdiiiBbqBbq已知在直流时有：基区ipeipcbpepcpcbpejiiiji11)1(，再将复合损失考虑进去，得：上式可改写为：一般情况下，得：bj10)(22011btgjbe,,1,11bbbbtgbjbe2201上式中，代表复合损失，代表相位的滞后，代表τb的分散使的减小。Bb10bje2211b*3、在复平面上的表示)1(11||||||02222bbjOBOBOAOBOBOPOP)1(0bjOB△OPA与△OAB相似，因此：bj10,||||||,||||||||2OBOAOPOBOAOAOP可见，半圆上P点的轨迹就是。0OAbj10由于采用了的假设而使的表达式不够精确，因为这个假设是从直流情况下直接推广而来的。但是在交流情况下，从发射结注入基区的少子电荷qb，要延迟一段时间后才会在集电结产生集电极电流ipc。计算表明，这段延迟时间可表为,式中m称为超相移因子，或剩余相因子，可表为：4、延迟时间与超相移因子；的精确式子bmm1bbpcqi对于均匀基区，η=0，m=0.22。098.022.0m这样，虽然少子在基区内持续的平均时间是τb，mmmbbbb11时间才对ipc有贡献，因此ipc的表达式应当改为:延迟时间bbmqqibbbbpc10111bmjmbejm于是精确的表达式应改写为：但是只有其中的：定义：当下降到时的角频率与频率分别称为输运系数的截止角频率与截止频率，记为与。||021f*bbbmfm21211于是又可表为：ffjmjmeffjej110*00111bmjmbejm因子使点P还须再转一个相角后到达点P’，得到的的轨迹，才是的轨迹。5、的精确式子在复平面上的表示精确式中的因子的轨迹仍是半圆P，但另一个j10*jmemPO0*1jmej6、发射结扩散电容ebbEBBEBEEBBDevqdVdQdVdQdVdQC本小节从CDe的角度来推导（近似式）。pcCpeiiDe由第2小节，假设即代入CDe，得：,bbpcqi,bpcbiqebbpcDeviCWBx0QBQEQb=dQBQe=dQE流过电阻re的电流为：当不考虑势垒电容与寄生的rs与gl时，PN结的交流小信号等效电路是电阻与电容CDe的并联。ebDeebDeevCjdtdvCi则ipe可表为：)1()1(eDeeeDeeebeeperCjirCjrviii流过电容CDe的电流为：eeberviEDeqIkTgr1ieipeipcreCDeebeieibbeeeebbpceebbeDeiirvirvqrCeDepeepepcrCjiiii11上式中，再计入复合损失后得：bj10这与不含超相移因子的的近似式完全一致。当暂不考虑基区复合损失时，，而则在e、b之间流动而对ipc无贡献，因而：pceiieiieipeipcreCDeebeiei§4-2电流放大系数与频率的关系1、发射结势垒充放电时间常数τeb当暂不考虑从基区注入发射区的ine（即假设）时，10，再用类似于求的方法可得：ebeTeepejrCjii1111penepeeiiiiiereCTeebeiei再计入后，得：0上式中，τeb=CTere，称为发射结势垒充放电时间常数。ebj102、集电结耗尽区延迟时间τd当基区少子进入集电结耗尽区后，在其中强电场的作用下以饱和速度vmax作漂移运动，通过宽度为xdc的耗尽区所需的时间为：maxvxdct当空穴进入耗尽区后，会改变其中的空间电荷分布，从而改变电场分布和电位分布，这又会反过来影响电流。设电荷量为qc的基区少子（空穴）进入集电结耗尽区后，在它通过耗尽区的期间，平均而言会在耗尽区两侧分别感应出两个(-qc/2)的电荷。t当集电区一侧感应出(-qc/2)时，就产生了一个向右的电流。另一方面，流出耗尽区的空穴电流比流入耗尽区的空穴电流少了，所以ipcc成为：dtdqc21dtdqcNPipcipccxdcqc-qc/2-qc/2pctpccpcctpcpccijiijii)]2(1[)2(dtdqidtdqdtdqiicpcccpcpcc2121平均而言，pcctcpcctctcpccijdtdqiqqi,,代入上式，得：上式中，,22maxvxdctd称为集电结耗尽区延迟时间。dtpcpccjjii112113、集电结势垒电容经集电区充放电的时间常数τc当电流ic流经集电区体电阻rcs时，产生压降icrcs。虽然vcb=0，但本征集电结上（c’与b之间）却有压降：csccbccbcrivvv图中c’为紧靠势垒区的本征集电极，或称为内集电极。vc’b将会对CTc进行充放电，充放电电流为：ccsTcccsTcbcTcccirCjdtdirCdtdvCiNPCTcrcsicvcb=0cbc’总的集电极电流为：ccsTcpcccjrCjii1111上式中，τc=CTcrcs，为集电结势垒电容经集电区的充放电时间常数。ccsTcpccccpcccirCjiiiipcccsTccirCji)1()1)(1)(1)(1('00cdbebmjpcccpcpccpepcepevecjjjjeiiiiiiiiiibcb4、共基极短路电流放大系数及其截止频率2000211EBBBRWRL口口，上式中：,098.022.11bbbETeeTeebmqIkTCrC，22max,,22tdcBbDeedcTccsBxWCrCrvD当1)(cdbeb时，)(10cdbebmjjeb令，cdbebec称为信号延迟时间，表示信号从发射极到集电极总的延迟时间，则αω可写为：2122)(0)(1cdbebmjcdbebbe2122)(0)(1cdbebjcdbebe由上式可见，在直流或极低频下，，相角=0。随着频率的提高，的幅度下降，相角滞后。00，||ec定义：当下降到时的角频率和频率分别称为的截止角频率和截止频率，记为和：||021fbeccdbebm11212200)(1)(1becjbecmjmemjeecb)(212becmf这时与的区别仅在于用代替。的频率特性主要由和决定，即：下面讨论两种情况：(1)对截止频率不是特别高的一般高频管，例如fa500MHz的晶体管，基区宽度此时，,1mWB)(cdebb,bcdbebBWbjmbmjjejeb1110'00000（2）对fa500MHz的现代微波管，τb只占τec中很小一部分，就更小了，因此，可忽略，得：bmbm,1mWBcdbebececjj1111005、共发射极短路电流放大系数及其截止频率bbbmjbecmjmjemjee0001)(111将代入，得：)(10becmjmjeb若忽略，得：bmececjj000001111110cbvbcii已知：的截止角频率和截止频率，记为：定义：当下降到时的角频率和频率分别称为||f和ec01021ecf021这时βω又可表为：ffjj1100的关系：与在忽略的情况下，bmfff00,11ecbecm