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用20位DAC实现1ppm精度-精密电压源作者：MauriceEgan简介高分辨率数模转换器(DAC)的常见用途之一是提供可控精密电压。分辨率高达20位、精度达1ppm且具有合理速率的DAC的应用范围包括医疗MRI系统中的梯度线圈控制、测试和计量中的精密直流源、质谱测定和气谱分析中的精密定点和位置控制以及科学应用中的光束检测。随着时间的推移，半导体处理和片内校准技术的发展，关于精密集成电路DAC的定义也不断变化。高精度12位DAC一度被认为遥不可及；近年来，16位精度已日益在精密医学、仪器仪表、测试和计量应用中得到广泛运用；在未来，控制系统和仪器仪表系统甚至需要更高的分辨率和精度。高精密应用目前要求18/20位、1ppm精度数模转换器，以前只有笨重、昂贵、慢速的Kelvin-Varley分压器才能达到这一性能水平-属于标准实验室的专利，几乎不适用于现实仪器仪表系统。针对这类要求且采用ICDAC组件，更便利的半导体1ppm精度解决方案已推出数年，但此类复杂系统需要使用多种器件，需要不断进行校准，还需十分谨慎才可取得理想精度，而且体积大、成本高（见附录）。长久以来，精密仪器仪表市场都需要一种更简单，具有成本优势，无需校准或持续监控，简单易用，而且提供保证性能规格的DAC。目前，从16位和18位单芯片转换器（如DAC）自然升级已成为可能。AD57911ppmDAC半导体处理技术、DAC架构设计和快速片内校准技术的发展使稳定、建立时间短的高线性度数模转换器成为可能。这种转换器可提供高优于1ppm的相对精度、0.05ppm/°C温度漂移、0.1ppmp-p噪声、优于1ppm的长期稳定性和1MHz吞吐量。这类小型单芯片器件保证性能规格，无需校准且简单易用。AD5791及其配套基准电压源和输出缓冲的典型功能框图如图1所示。图1.AD5791典型工作框图。AD5791是一款单芯片、20位、电压输出数模转换器，具有额定的1LSB（最低有效位）积分非线性度(INL)和微分非线性度(DNL)，是业界首款单芯片1ppm精度的数模转换器（1LSB@20位为220分之一=1,048,576分之一=1ppm）。该器件设计用于高精密仪器仪表以及测试和计量系统，与其他解决方案相比，其整体性能有较大提升，具有更高的精度、体积更小、成本更低，使以前不具经济可行性的仪器仪表应用成为可能。其设计（如图2所示）采用精密电压模式R-2R架构，利用了最新的薄膜电阻匹配技术，并通过片内校准例程来实现1ppm精度。由于AD5791采用工厂校准模式，因而运行时无需校准程序，其延迟不超过100ns，可用于波形生成应用及快速控制环路。图2.DAC梯形结构。AD5791不但提供出色的线性度，而且可具有9nV/√Hz噪声密度、0.1Hz至10Hz频带内0.6μV峰峰值噪声、0.05ppm/°C温度漂移，且其1000小时长期稳定性优于0.1ppm。作为一种高电压器件，采用双电源供电，最高±16.5V。输出电压范围由正负基准电压VREFP和VREFN决定，提供了灵活的输出范围选择。AD5791所用精密架构要求使用高性能外置放大器来缓冲来自3.4kΩDAC电阻的基准源，为基准输入引脚的加载感应提供方便，以确保AD5791的1ppm线性度。AD5791需要一个输出缓冲来驱动负载，以减轻3.4kΩ输出阻抗的负担-除非驱动的是一个极高阻抗、低电容负载-或者衰减处于容限之内并可预测。由于放大器为外置型，可根据噪声、温度漂移和速度的优化需要进行选择-并可调整比例因子-具体视应用需要而定。对于基准缓冲，建议采用AD8676双通道放大器，其具有低噪声、低失调误差、低失调误差漂移和低输入偏置电流的特点。基准缓冲的输入偏置电流特性非常重要，因为过大的偏置电流会降低直流线性度。积分非线性度的降低（单位：ppm）为输入偏置电流的函数，一般表示为：其中，IBIAS单位为nA；VREFP和VREFN的单位均为伏特。例如，对于±10V的基准输入范围，100nA的输入偏置电流将使INL提高0.05ppm。输出缓冲的主要要求与基准缓冲相似-唯一例外是偏置电流，因为它不影响AD5791的线性度。但失调电压和输入偏置电流可能会影响到输出失调电压。为了维持直流精度，建议将AD8675用作输出缓冲。高吞吐量应用要求使用较高压摆率的快速输出缓冲放大器。AnalogDialogue44-04表1列出了少数适用精密放大器的关键技术规格。AD5791具有设计时间更短、设计风险更小、成本更低、电路板尺寸更小、可靠性更高和保证性能规格的特点。图3是一种电路示意图，其中以AD5791(U1)作为精密数控1ppm电压源，电压范围为±10V，增量为20μV；以AD8676(U2)作为基准缓冲；以AD8675(U3)作为输出缓冲。绝对精度取决于外置10V基准电压源的选择。性能测量该电路的重要指标是积分非线性度、微分非线性度和0.1Hz至10Hz峰峰值噪声。图4显示，典型INL处于±0.6LSB之内。图4.积分非线性度坐标图。图5所示典型DNL为±0.5LSB；在整个位跃迁范围内，输出均可保证单调性。图5.微分非线性度坐标图。0.1Hz至10Hz带宽内的峰峰值噪声约为700nV，如图6所示。图6.低频噪声。表1.精密放大器的关键技术规格型号噪声频谱密度(nV/√Hz)1/f噪声(μVp-p-0.1Hz至10Hz)失调电压误差(μV)失调电压误差漂移(μV/°C)输入偏置电流(nA)压摆率(V/μs)AD8675/AD86762.80.1100.20.52.5ADA4004-11.80.1400.7402.7ADA4898-10.90.5200.110055图3.采用AD5791数模转换器的1ppm精度系统。2AnalogDialogue44-041.0–1.0–0.8–0.6–0.4–0.200.20.40.60.8–0.9–0.7–0.5–0.3–0.10.10.30.50.70.90200,000400,000600,000800,0001,000,000DNLERROR(LSB)DACCODE500–300–200–10001002003004000246810NOISEVOLTAGE(nV)TIME(Seconds)1.0–1.0–0.8–0.6–0.4–0.200.20.40.60.80200,000400,000600,000800,0001,000,000INLERROR(LSB)DACCODE+C2,0.1¿FC1,10¿FDGND15AGND19VCC10IOVCC9VREFPF4VREFPS3VDD5VREFNF16VREFNS17VSS18SYNC14SCLK13SDIN12SDO11LDAC8CLR7RESETSYNCSCLKSDINSDOLDACCLRRESET6VOUT2INV1RFB20756+10VREFERENCEU2-BAD8676132–10VREFERENCEU2-AAD8676+VSSC30.1¿FC410¿F+VDDC50.1¿FC610¿FU1AD5791+3.3VDGNDL1600±VSSVDDV+V–8U2SUPPLYPINS4+C710¿FC90.1¿FC110.1¿F+C1010¿FC80.1¿FVSSU3AD867576432V+V–+C140.1¿FC1510¿F+C120.1¿FC1310¿FC160.1¿FVDDVOUTVDD+C1710¿FC180.1¿FVSS+C1710¿FC180.1¿F+15VL2600±–15VL3600±AGNDNOTE1.L1,L2,ANDL3AREFERRITEBEADS,WITH600±IMPEDANCEAT100MHz.AD5791仅仅是个开始：1ppm电路的复杂性尽管AD5791一类的精密次1ppm元件已上市，但构建1ppm系统并非易事，不能草率对待。必须全面考虑在这个精度级别出现的误差源。1ppm精度电路中的主要误差源为噪声、温度漂移、热电电压和物理应力。应遵循精密电路的构建技术，以尽量降低此类误差在整个电路中的耦合和传播效应，避免产生外部干扰。下面将简要总结这些考虑因素。更多详情请参阅参考文献。噪声工作于1ppm分辨率和精度时，必须将噪声降至最低水平。AD5791的噪声频谱密度为9nV/√Hz，主要源于3.4kΩDAC电阻的约翰逊噪声。为了尽量避免增加系统噪声，必须将所有外设的噪声贡献降至最低。电阻值应低于DAC电阻，以确保其约翰逊噪声贡献不会大幅提高方和根总体噪声水平。AD8676基准缓冲和AD8675输出缓冲额定噪声密度为2.8nV/√Hz，远远低于DAC的噪声贡献。通过简单的R-C滤波器，即可相对简单地消除高频噪声，但0.1Hz至10Hz范围内的1/f噪声却很难在不影响直流精度的情况下滤除。降低1/f噪声最有效的方法是避免其进入电路之中。AD5791在0.1Hz至10Hz带宽下产生约0.6μV峰峰值噪声，远低于1LSB（输出范围为±10V时，1LSB=19μV）。在整个电路中，1/f最大噪声的目标值应为0.1LSB或2μV左右，通过选择合适的元件即可达到此目标。电路中的放大器产生0.1μV峰峰值1/f噪声；信号链中的三个放大器在电路输出端共产生约0.2μV峰峰值噪声。加上来自AD5791的0.6μV峰峰值噪声，预计总1/f噪声约为0.8μV峰峰值，该值与图5所示测量值紧密相关。这为可能增加的其他电路（如放大器、电阻和基准电压源）等留出了充足的余量。除随机噪声以外，还须避免由辐射、传导和感应电干扰导致的误差。必须采用屏蔽、防护、谨慎接地、正确的印刷电路板布线等技术。温度漂移与所有精密电路一样，所有元件的温度漂移是主要误差源之一。减少漂移的关键是选择次1ppm温度系数的重要元件。AD5791具有极低的温度系数，为0.05ppm/°C。AD8676基准缓冲的漂移系数为0.6μV/°C，总共会向电路中增加0.03ppm/°C的增益漂移；AD8675输出缓冲会再贡献0.03ppm/°C的输出漂移；相加后为0.11ppm/°C。缩放和增益电路中应使用低漂移、热匹配电阻网络。建议使用Vishay体金属薄膜分压器电阻系列300144Z和300145Z，其电阻跟踪温度系数为0.1ppm/°C。热电电压热电电压是Seebeck效应造成的结果：相异金属结处产生与温度有关的电压。根据结处的金属元件，结果产生的电压位于0.2μV/°C至1mV/°C之间。最好的情况是铜铜结，产生的热电EMF不到0.2μV/°C。在最糟糕的情况下，铜铜氧化物结可产生最大1mV/°C的热电电压。对小幅温度波动的这种灵敏度意味着，附近的耗能元件或跨越印刷电路板(PCB)的低速气流可能产生不同的温度梯度，结果产生不同的热电电压，而这种电压又表现为与低频1/f噪声相似的低频漂移。可通过消除系统中的相异结和/或消除热梯度来避免热电电压。虽然消除相异金属结几乎不可能-IC封装、PCB电路、布线和连接器中存在多种不同的金属-但使所有连接均保持整洁，消除氧化物，这种方法可以有效地减少热电电压。屏蔽电路使其不受气流影响，是一种有效的热电电压稳定方法，而且具有电屏蔽的增值作用。图7展示了开放式电路与封闭式电路在电压漂移上的差异。图7.开放式系统和封闭式系统的电压漂移与时间关系。为了消除热电电压，可在电路中增加补偿结，但必须进行大量的试验和重复测试，以确保插入结配对正确、位置无误。截至目前，最高效的方法是减少信号路径中的元件数，稳定局部温度和环境温度，从而减少电路中的结。物理应力高精模拟半导体器件对其封装承受的应力非常敏感。封装中的应力消除填充物具有一定的作用，但无