无线通信新技术：ch6 OFDM通信技术基础-2

第六章OFDM通信技术基础•移动通信发展–1978年AMPS–20世纪80年代中期GSM和90年代初CDMA–3GCDMA–B3GOFDM：宽带、高速传输（有效对抗ISI）•OFDM系统发展–第一个实际应用：军用高频通信链路–无线数据传输应用是近10年来的新趋势•ADSL（DMT调制技术）•WLL•DAB（ETSI于1995年制定）、DVB•HDTV•WLAN（IEEE802.11a/g,ETSIBRANHiperLAN/2）•1999年12月发起了国际OFDM论坛•开发OFDM技术在移动通信领域的应用•OFDM系统优点–通过对高速数据流串/并转换，有效减小ISI，降低均衡器复杂度，或插入CP消除ISI影响–传统FDM各子信道之间要保留足够的保护频带，OFDM由于各子载波间正交，允许子信道频谱重叠–各子信道的正交调制和解调可以分别采用IDFT和DFT实现–使用不同数量子信道易于实现上下行链路不同的传输速率–易于和其它多种接入方法结合•OFDM系统缺点–易受频率偏差影响，频率偏差破坏子载波之间的正交性，导致ICI–峰值平均功率比高，发射机放大器的线性度要求提高，否则信号畸变使信号频谱变化，造成子载波之间的正交性破坏，产生干扰。•OFDM系统关键技术–降低PAPR–时域和频域同步：定时和频偏敏感–信道估计：导频选取，复杂度和性能折中–信道编码和交织：随机错误（信道编码）和突发错误（交织），子载波间编码COFDM–均衡：信道的弥散越大（记忆长度越长），CP长度必须很长，CP开销和性能提高之间折中6.1OFDM技术基础•将一路高速的串行比特流分成几路低速的并行比特流在若干个频率子信道进行传输•多载波调制的主要优点是具有抗无线信道时间弥散的特性•多载波调制（MCM）可通过多种技术途径来实现–多音（Multitone）–正交频分复用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM）–多载波码分多址或码分复用（MulticarrierCodeDivisionMultipleAccess，MC-CDMA）•OFDM技术与FDM技术的基本原理相同•差别在于：–每一个站点在不同的无线频率上发送信号，FDM每一个站点间没有同步，运用FDM保证每个站点的分离，而OFDM所有子载波都在时间和频率同步，控制了子载波间的干扰，子载波间频域的交叠用CP作为保护间隔，防止ICI–FDM需要保护带宽，降低了频谱利用率，OFDM的子载波正交复用提高了频谱利用率–OFDM的调制和解调用FFT实现，复杂度低FDM与OFDM带宽利用率的比较当子载波数增加时，OFDM信号要比FDM信号需要少得多带宽OFDMW=2Rf-RRFDMN=1W=2RW=3R/2-3R/4N=2fR-R-R/4R/43R/4fW=2RfR-R-R/2R/2W=2RfR-R-R/3R/3W=4R/3f-2R/3-R/3R/32R/3N=36.2OFDM的基本原理•OFDM的历史要追溯到20世纪60年代中期，使用正交模拟滤波器实现的系统复杂度较高•对OFDM作主要贡献的是Weinstein和Ebert在1971年发表的论文，用DFT完成基带调制和解调•另一个主要贡献是Peled和Ruiz在1980年发表的论文引入了CP的概念，解决了正交性问题。不用空保护间隔，而是用OFDM信元的循环扩展来填充，可有效地模拟一个信道完成循环卷积，这意味着当CP大于信道的冲击响应时就能保证子载波间的正交性反向离散付立叶变换并串转换插入循环前缀发送滤波信道)(H噪声0,ˆnC1,ˆnC接收滤波发射机接收机信道串并转换编码交织数字调制插入导频离散付立叶变换串并转换...定时和频率同步并串转换解码解交织数字解调信道校正去除循环前缀OFDM基本的OFDM通信系统•串/并转换：–将高速的串行比特流转换成并行的低速数据流。数据加扰可作为串并转换工作的一部分，以使比特错误均匀分布–由于每个子载波上的调制模式可以自适应调节，分配给每个子载波数据段的长度不同•子载波调制：–考虑具有N个正交子载波的OFDM系统，其基带子载波可表示为：–一个OFDM符号包含多个经过PSK或QAM调制的子载波，N是子载波个数，T是OFDM符号持续时间（周期），T/N为系统采样间隔，在无过采样情况下，T/N=1/B，B为系统带宽，子载波间隔为B/N=1/T,di（i=0,…N-1）是分配给每个子信道的数据符号，则从ts开始的OFDM符号：120()Re(2),()0,()12isNjfttisssissstdrectttTetttNTstttttNTrectttNT或，2(),ijftiitefi为第个子载波频率OFDM调制器0d1Ndtje0tjNe11d...s(t)tje1f1f2fN-1频率...子载波在时域上是正交的01,10,nmTjtjtmneedtmnT子载波在频域上也是正交的–子载波在频域上也是正交的–每个OFDM符号在其周期T内包括多个非零的子载波，其频谱可以看作是周期为T的矩形脉冲的频谱与一组位于各个子载波频率上的δ函数的卷积N个子载波子载波间隔为：B/N=1/Tf在单个子信道上的多载波频率响应–每个子载波频谱幅值最大处，其它个子载波频谱幅值为零，满足奈奎斯特准则，子信道频谱之间不存在干扰（没有ICI）–解调是基于载波的正交性，对第j个子载波解调，–对其它子载波，由于在积分区间频率差(i-j)/T可以产生整数倍个周期，所有积分结果为零12201201ˆ1ssisssssjNjtttTjfttTjitiijNjtttTTijtidedeTdedtdT...s(t)tje0)(sTtje1)(sTtjNe1)(sTTTT0d1Nd1d比较实用的方法是对OFDM信号的I路和Q路分量以时间T/N为采样间隔进行采样，采样后的数据可用DFT来解调。接收端，OFDM子载波上的信号可通过一组匹配滤波器进行分离。1,2,7路子载波的实部信号较大的带外能量由于OFDM信号是由大量独立同分布的子载波信号叠加而成，由中心极限定理可知，幅度近似高斯分布，因此，具有较大的峰值平均功率比•DFT的实现：–对信号s(t)以T/N的速率采样，即令t=kT/N(k=0,…N-1)，得到时域数据符号–OFDM系统的调制由IDFT（连续的多个经过调制的子载波的叠加信号抽样）代替，解调由DFT代替–复杂度（复数乘法）：210210(),01,01ikNjNkiikiikikNjNikisskTNdekNsdIDFTdsDFTdseiN等效为对进行运算在接收端，为了恢复出原始的数据符号，对进行22:,:2logDFTNFFTNN•保护间隔、CP和子载波数的选择：–OFDM符号之间插入空白保护间隔，长度Tg大于信道的最大时延扩展，减弱ISI和接收端定时偏移影响–OFDM符号之间插入空白保护间隔，长度Tg大于信道的最大时延扩展，减弱ISI和接收端定时偏移影响，但子载波之间的正交性被破坏，有ICI–CP是OFDM信元的最后部分的复制，增加了符号时间的长度，使系统既能克服ISI，又能完全保证子载波间的正交性（延时副本内包含的子载波的周期个数为整数）。–接收端抽样开始时间应大于信道的最大时延扩展τmax、小于Tg，这样就无ISI循环前缀(CP)IFFT输出时间FFTTgT符号N加CP后的OFDM信号仍具有平滑的载波信号分量，从而将IFFT/FFT的线性卷积转化为循环卷积虚线信号的相位跳变不在FFT积分时间内，因此，OFDM接收机看到的仅仅是存在某些相位偏移的、多个单纯连续正弦波信号的叠加，而这种叠加不会破坏子载波间正交性–多径时延扩展与保护间隔长度之间关系对性能的影响N=64，16QAM–多径时延扩展与符号周期（不同子载波数）之间关系对性能的影响–ISI对子载波数小（时延扩展与信号周期比大）的OFDM系统影响更大–符号周期较长的OFDM符号对于频率选择性衰落有更强的承受能力–对于给定的心哈带宽，随着子载波数增加，子载波间的频率间隔相对减小，多普勒扩展引入频偏导致子载波之间的正交性破坏，对时间选择性衰落较为敏感–保护间隔的加入会带来功率和信息速率的损失–当保护间隔占到20％时，功率损失不会超过1dB，但信息速率损失却达20％–OFDM的符号周期–保护间隔的离散长度，即样点数1010log1gguardFFTTTsgFFTTTTmaxgsNLTIDFT/IFFT并串转换插入保护间隔D/A噪声A/D发射机接收机信道DFT/FFT串并转换去除保护间隔OFDMnSvx()xt,htnR()ytvy插入保护间隔，利用IDFT/DFT实施的OFDM系统–包含保护间隔、功率归一化的OFDM的抽样序列为–接收信号为：–对y(t)按T/N的抽样速率采样，ISI只对接收序列的前Lg个样点形成干扰，去掉保护间隔后进行DFT，得到多载波解调序列1201,,...,1NjnvNvngnxSevLNNmax0()(),()ytxthtdnt12010101,0,...,12exp21()expNjnvNnvnnnvLlnllNlnvRyenNHSNNiHjiNiNntjNN为子载波上的信道频率响应频域噪声：–OFDM系统子载波数的选择、保护间隔长度的设计与系统带宽和信道时延扩展均有关系，需要平衡–若系统带宽一定，增加子载波数，符号持续时间变长，对时间选择性信道更敏感；减少子载波数，每个载波占的频带变宽，对频率选择性信道更敏感–若增加保护间隔长度，系统功率效率下降；若减小保护间隔长度，系统对信道时延扩展更敏感，也对频率选择性信道更敏感•加窗技术–假设ts=0,功率归一化的OFDM信号的复包络：–OFDM符号的PSD为N个子载波信号的PSD之和，带外衰减较慢，即带外辐射功率较大–随着子载波数增加，由于每个子载波PSD的主瓣和旁瓣变窄，OFDM符号的PSD下降速度变大1201(),2iNjftiiciTistdrectteffTN2120sin1()NiiiiffTSfdTffTN–为了使带宽之外的PSD下降的更快，需要采用加窗技术–通常采用的窗类型为升余弦函数–β值越大，带外辐射功率下降越快，但同时也降低了OFDM符号对时延扩展的容忍程度，使得保护间隔由原来的Tg降低为βTg0.50.5cos,0()1,0.50.5cos,1sssssssstTtTwtTtTtTTTtT•RF调制–数字调制技术提高了处理I、Q信道之间的匹配和相位的准确性•OFDM基本参数的选择–带宽、比特率以及保护间隔是首先要确定的–保护间隔应为信道均方根时延扩展值的2-4倍–OFDM符号周期长度一般选择为保护间隔的5倍•太长，包含的子载波数多，子载波间隔减小，PAPR大、复杂度高、对频偏更敏感•太短，由于插入保护比特造成的信躁比损失大–子载波数量＝去除CP后符号周期的倒数或用要求的比特率除以每个子信道的比特率–要求在FFT/IFFT运算时间内和符号间隔内的抽样数量必须是整数，以保持子载波间的正交性–举例：系统要求的比特率：25Mbit/s，可容忍的时延扩展：200ns，带宽：小于18MHzTg=4×200ns=800nsT=6×Tg=4.8μs，Tg造成的SNR损失小于1dB子载波间隔取1/(T-Tg)=1/4μs=250kHz每个OFDM符号需要传送采用16QAM，码率1/2，每个子载波携带2bit信息，需要60个子载波传送120bit，用64点IFFT，剩余4个子载