全差分套筒式共源共栅放大器及其共模反馈电路解读

1一毕业设计（论文）进展情况运算放大器是许多模拟系统和混合数字信号系统中的一个完整部分,也是构成这些系统的基本单元.因而设计高性能的运算放大器可以使系统的总体性能得到提高。一、两级运算放大器分析两级CMOS运算放大器的设计VDDVSSM1M2M3M4M5M6M7M8VnCLCcvoutvin1vin2irefxy3Id5两级CMOS运算放大器1、基本目标参照《CMOS模拟集成电路设计第二版》p223.例6.3-1设计一个CMOS两级放大器，满足以下指标：5000/(74)vAVVdb2.5DDVV2.5SSVV5GBMHz10LCpF10/SRVsoutVV范围=21~2ICMRV2dissPmW相位裕度：60为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。要想得到大的增益我们可以采用共源共栅结构来极大地提高输出阻抗的值，但是共源共栅结构中堆叠的MOS管不可避免地减少了输出电压的范围。因为多一层管子就要至少多增加一个管子的过驱动电压。这样在共源共栅结构的增益与输出电压范围相矛盾。为了缓解这种矛盾引进了两级运放，在两极运放中将这两点各在不同级实现。如本文讨论的两级运2放，大的增益靠第一级与第二级相级联而组成，而大的输出电压范围靠第二级这个共源放大器来获得。典型的无缓冲CMOS运算放大器特性边界条件要求工艺规范见表2、3电源电压%105.2V电源电流100Μa工作温度范围0~70°特性要求增益dB70增益带宽5MHz建立时间s1摆率s/5μVICMRV5.1CMRR60dBPSRR60dB输出摆幅V5.1输出电阻无，仅用于容性负载失调mV10噪声100HznV(1kHz时)版图面积50002)(最小沟道长度表1典型的无缓冲CMOS运算放大器特性2、两级放大电路的电路分析图1中有多个电流镜结构，M5,M8组成电流镜，流过M1的电流与流过M2电流1,23,45/2dddIII，同时M3，M4组成电流镜结构，如果M3和M4管对称，那么相同的结构使得在x，y两点的电压在Vin的共模输入范围内不随着Vin的变化而变化，为第二极放大器提供了恒定的电压和电流。图1所示，Cc为引入的米勒补偿电容。3表20.5m工艺库提供的模型参数CSMC0.5umDoublePolyMixCMOSprocessmodel工艺参数0thVoxt0NMOS0.70161.28E-8404.257PMOS-0.95081.24E-8219.5单位Vm2cmVS表3一些常用的物理常数常数符号常数描述值单位KT室温下214.14410J0自由空间介电常数148.85410Fcmox二氧化硅的介电常数-133.510Fcm利用表2、表3中的参数/OXoxoxCt0oxKC计算得到2110/NKAV262/PKAV第一级差分放大器的电压增益为：1124mvdsdsgAgg（1）第二极共源放大器的电压增益为6267mvdsdsgAgg（2）所以二级放大器的总的电压增益为16261224675246672()()mmmmvvvdsdsdsdsggggAAAggggII（3）相位裕量有111121180tan()tan()tan()60MGBGBGBppz要求60°的相位裕量，假设RHP零点高于10GB以上11102tan()tan()tan(0.1)120vGBAp4102tan()24.3GBp所以22.2pGB即622.2()mmLcggCC由于要求60的相位裕量，所以626210()10mmmmccggggCC可得到2.20.2210LcLCCC=2.2pF因此由补偿电容最小值2.2pF，为了获得足够的相位裕量我们可以选定Cc=3pF考虑共模输入范围：在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有3131(max)(max)DDSGnICnTNICDDSGTNVVVVVVVVVV（4）在最小输入情况下，考虑M5处在饱和区，有1515(min)(min)ICSSGSDsatICSSGSDsatVVVVVVVV（5）而电路的一些基本指标有11mvCgpAC（6）62mLgpC（7）61mCgzC（8）1mCgGBC（9）CMR:正的CMR5in313()()DDTTIVVV（最大）=V最大最小(10)负的CMR5in151()()SSTDSIVVV（最小）=V最大饱和(12)由电路的压摆率5dCISRC得到5dI=(3*10-12)()10*106)=30μA(为了一定的裕度，我们取40irefA。)则可以得到，1,23,45/220dddIIIA下面用ICMR的要求计算(W/L)353'2331()()[]DDSGTNIWLKVVV11/1所以有3()WL=4()WL=11/1由1mCgGBC，GB=5MHz，我们可以得到6121510231094.2mgsGB是单位增益带宽P1是3DB带宽GB=1pAv5即可以得到2m112'1g(/)(/)2/12NWLWLKI用负ICMR公式计算5DsatV由式（12）我们可以得到下式15(min)ICSSGSDsatVVVV如果5DSV的值小于100mv，可能要求相当大的5(/)WL，如果5DsatV小于0，则ICMR的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小5I或者增大5(/)WL来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们(min)ICV等于-1.1V为下限值进行计算152511(min)DsatICTNSSIVVVV（）则可以得到的5DsatV进而推出555'2552(/)()DsatSWLKV（I）11/1即有58(/)(/)11/1WLWL为了得到60°的相位裕量，6mg的值近似起码是输入级跨导1mg的10倍（allen书p.211例6.2-1），我们设usggmm9421016，为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的正确镜像，要求46SGSGVV，图中x，y点电位相同我们可以得到6644(/)(/)64/1mmgWLWLg进而由6662(/)mPdgKWLI我们可以得到直流电流22m6m667''6666gg113.72(/)2ddIIAKWLKS同样由电流镜原理，我们可以得到7755(/)(/)32/1ddIWLWLI3、仿真和测量（1）DC分析图2VOUT、M5管电流、M7管电流、Vx与Vy与输入共模电压变化的关系61.1VssvinVth+VssM1,M2,M3,M4工作在截止区。由于管子宽长比的设定而使得M1,M2,M3,M4都工作截止区时V（x），V（y）点的的电压大约在1.95v左右，因此M6的Vsg小于其阈值电压，M6处于截止状态。此时M5,M7的Vgs相等为定值，即为M8与电流源内阻的分压，且大于其阈值电压，故M5,M6管子应当处于饱和或者线性区，而此时Vss的电流接近40u，即接近Iref，所以M5，M7管子电流接近0，因此我们可以得到M5,M7管都处于线性区。1.2VinVth+VssM3，M4工作在饱和区。而由于此时电流不是很大，导致SG3,4V不是很大，这样导致Vx的电压还是比较高，所以M1，M2工作在饱和区。M5由于这个时候的电流不很大，仍然工作在线性区。即这时M1,M2,M3,M4都工作在饱和区，M5工作在线性区.M6会随着Vx电压的下降而导通。而刚开始导通时，Vout的比较小(这是由于M7管此时仍然处于线性区，DS7V较小)，SD6V比较大而使得M6管工作在饱和区。随着Vin的进一步的增大，M5的电流增大，M5的漏极电压也随着增大，最后一直到M1,M2,M3,M4，M5都工作在了饱和区。而此时Vy的电压变得恒定了。（2）测量输入共模范围运算放大器常采用如图3所示的单位增益结构来仿真运放的输入共模电压范围，即把运放的输出端和反相输入端相连，同相输入端加直流扫描电压，从负电源扫描到正电源。得到的仿真结果如图3所示（利用MOS管的GD极性相反来判断放大器的同相端与反相端）VINVDDVSSIDDISSCLVOUT图3测量共模输入范围的原理图7图4测量共模输入范围的电路图图5运放的输入共模电压范围从图中可以得到输入共模范围满足设计指标(-1V~2V)8（3）测量输出电压范围在单位增益结构中，传输曲线的线性收到ICMR限制。若采用高增益结构，传输曲线的线性部分与放大器输出电压摆幅一致，图6为反相增益为10的结构，通过RL的电流会对输出电压摆幅产生很大的影响，要注意对其的选取，这里我们选取RL=50K，R=60K.图8为输出电压范围VINVDDVSSCLVOUT10RRRL图6测量输出电压范围的原理图图7测量输出电压范围的电路图9图8输出电压的范围可以看出输出电压摆率大概在-2V~2V之间，基本满足要求（4）测量增益与相位裕度相位裕度是电路设计中的一个非常重要的指标，用于衡量负反馈系统的稳定性，并能用来预测闭环系统阶跃响应的过冲，定义为：运放增益的相位在增益交点频率时（增益幅值等1的频率点为增益交点），与-180°相位的差值。图9测量增益与相位裕度的原理图10（a）（b）图10运放的交流小信号分析从图中看出，相位裕度63°，增益66dB，增益指标未达到，单位增益带宽仅有4GB左右11二、共模反馈结构由于在高增益放大器中,输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感,而且不能通过差动反馈来达到稳定。因此,必须增加共模反馈网络来检测两个输出端的共模电平,并有根据的调节放大器的一个偏差电流。一般的共模反馈结构如图11所示,将共模反馈的任务分为3步:1)检测输出Vout1和Vout2的共模电平;2)同一个参考电压Vref比较;3)将误差送回放大器偏置网络。输共模电平为Vout,CM=(Vout1+Vout2)/2.其中Vout1,Vout2是两个单端输出端的电压。如果应用电阻分压器结构(见图12),则要求分压电阻R1,R2必须比运算放大器的输出阻抗大得多,但是套筒式运算放大器具有高输出阻抗的特点,所以如果应用图11的共模电平检测结构需要R1和R2相当大,并且还要求R1=R2,这在实际实现上有很大的困难。根据本电路特点本文提出另一种检测共模电平的结构,图13说明了这种结构的原理。图11共模负反馈原理图图12电阻检测的共模反馈12图15检测第1级输出共模电平原理图共模反馈电路并未使用传统的电阻或电容来读取共模电平而是应用两个单位增益缓冲器,这里应用了运算放大器的单位增益缓冲器的高输入电阻的特点,从而避免使用大电阻.因为大电阻既不易制作,又会影响输出摆幅.单位增益缓冲器的增益越高,越理想,电压跟随性能越好.目前确定共模电平的方法主要是使用两个电容来来代替大电阻,然而电容又有其占用面积大和工艺上制作精度仅能达到±20%的缺点.采用这种结构既能避免采用电容或电阻提取共模电平占用较大面积的缺点又可以达到同样的提取共模电平的作用。参考电压的比较电路应用双端输入单端输出的比较器的结构,将M2,M3作为二极管连接器件,以达到低增益的特点.比较器的放大倍数通过对电路的小信号分析得到,其gm1,r01为M1的跨导和输出电阻;gm2,ro2为M2的跨导和输出电阻。共模反馈部分的完整电路图由图16给出,它是以上两部分的综合结构.应用此结构不仅可以保证运算放大器第1级有稳定的共模电平,而且它同时也是第2级放大电路的前馈电路网络,起到稳定后一级输入共模电平的作用.通过对电路参数的调节可以使第1级的输出共模电平维持在2.5V左右。图16检测输出共模电平完整的电路图13二取得成果和存在问题1、共模输入范围的下限可以进一步提高。这时我们观察计