全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计岳生生（200403020126）一、设计指标以上华0.6umCMOS工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下：直流增益：80dB单位增益带宽：50MHz负载电容：＝5pF相位裕量：60度增益裕量：12dB差分压摆率：200V/us共模电压：2.5V(VDD=5V)差分输入摆幅：±4V二、运放结构选择运算放大器的结构重要有三种：（a）简单两级运放，two-stage。如图2所示；（b）折叠共源共栅，folded-cascode。如图3所示；（c）共源共栅，telescopic。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V，即输出端的所有NMOS管的,DSATNV之和小于0.5V，输出端的所有PMOS管的,DSATPV之和也必须小于0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller补偿或Cascode补偿技术来进行零极点补偿。三、性能指标分析1、差分直流增益(Adm80db)该运算放大器存在两级：（1）、Cascode级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12）第一级增益1351113571135135753()mmmooooommmmoooommggggggGARrrrrggrrrr第二级增益92291129911()mooommooggGARrrgg整个运算放大器的增益：4135912135753911(80)10mmmmoveralloooommoodBggggAAAggggrrrr2、差分压摆率（200V/us）转换速率（slewrate）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。定义转换速率SR：1）、输入级：max1max|2|CcoutDSCCdSRdtIvICC单位增益带宽1muCgC，可以得到1mCugC所以11111112222DSDSDSuueffuDSCmeffSRIIIVgICV其中1112DSeffGSthoxWpLIVVVCu因此提高两级运算放大器转换速率的可以尽可能增大管子M1的有效电压1effV。2）、输出级：max9max|2|CcoutDSCCLdSRdtIvICCC该运算放大器的转换速率139min,2DSDSCCLSRIICCC3、静态功耗：该运放没有功耗指标，这里我们以15mW为例简单分析。运放的静态功耗91013staticDSDSDSddssVVPIII静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值：15350staticDCddssmwmAVVPIVV我们将该电流分配到电路的不同地方。例如，100ua给偏置电路，2900ua归两级放大电路。4、相位裕度60度，单位增益带宽40MHz假设运放只有两个极点P1、P2。（实际上，会有更多的极点，同时还会在右半平面或者左半平面的零点）。由于密勒补偿电容Cc的存在，P1和P2将会分开很远。假设12pp，这样在单位增益带宽频率u处第一极点引入-90度相移，整个相位裕度是60度。所以第二极点在单位增益带宽频率处的相移为-30度。22212160,90,18030tan300.5771.73,2ppupuuPMPM取＝另外，主极点235713573553901195399011()()(1)ooooooommmmopCmmmmCoggggggggggrrrrggggCCggo1＋，开环增益1359135753911mmmmooooommooggggAggggrrrr110mupCgAC为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点2p最大化。5、共模负反馈：CMFB对于全差分运放，为了稳定输出共模电压，应加入共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分运算放大器的时候，必须考虑到以下几点：共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够于差分开环直流增益相当；共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽；为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿；共模信号监测器要求具有很好的线性特性；共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。该运算放大采用连续时间方式（Continuous-TimeApproach）来实现共模负反馈功能。如图4所示。该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿电路也一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分放大器的影响。6、电压偏置电路：宽摆幅电流源（如图5所示）在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图中的宽摆幅电流源来产生所需要的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足：12356137814410111244BBBBBBBBBBBBB7、Miller补偿电阻电阻Rc可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法：I、将零点搬移到无穷远处，消除零点，Rc必须等于91/mg。II、把零点从右半平面移动到左半平面，并且落在第二极点2p上。这样，输出负载电容引起的极点就去除了。这样做必须满足以下条件：291911()mzpLCCmgCCRg得到电阻值为91(1)LCCmCRgCIII、把零点从右半平面移动到左半平面，并且使其稍微大于单位增益带宽频率u。比如超过20％1.2zu因为21911,mCpuuCCLmgRgCCR并且得到电阻值为111.2CmRg四、手工计算在0.6um工艺库文件中得到工艺参数：22,,119/,51.7/,0.73,1.02oxoxTHNTHPnpAVAVVVCCVV1、确定Miller补偿电容为了保证相位裕量有60度，我们要求第二极点2p和零点z满足以下两个条件：9191210,210,2mmmmzupuccLcggggCCCC则，0.20.251CLpFpFCC.这里，我们取Cc＝2PF。2、确定两级放大器中的工作电流共模负反馈的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流1222100/2133.3333DSCSRVuspfuACI由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取1200DSuAI，则,14,13400DSDSuAII。输出级工作电流为，11100/88002DSCLCMFBSRVuspfuACCCI。同样，由于一些寄生电容，预留一些余量取11900DSuAI。3、计算放大管的跨导mg根据全差分SlewRate要求，111111131.523322DSDSuDSueffuDSCmeffSRIIIVgICVM1管的有效电压，6122200/0.425336.285010effuSRVusVVM2管的跨导1111222000.9420.425DSmeffuAmVIgV1112166212120.94286um42.9,2um251.71020010DSmoxWpLm取＝。根据第二极点是单位增益带宽的两倍，91222mmuLcggpCCM9管的跨导31190.942102254.712mLmcpfmpfggCC216699994.712103.621191090010DSmoxmWWnLLgCIu。取91001WumLum，M9管的有效电压9199229000.3824.71DSeffmuAVmIVg4、电流源偏置管和Cascode管的尺寸假定电流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8，和Cascode管M3-M6的有效电压Veff＝0.3V，这样可以计算出所有管子的尺寸参数。假定130.3effVV，则613621313240010174251.7100.32DSeffoxWLpICuV11111112131112131399390391.5,441DSDSM11-M12管子的有效电压，11120.3effeffVVV假定70.3effVV，则676277872300106056.0,2119100.312DSeffox假定50.3effVV，则656255652300106056.0,2119100.312DSeffox假定30.3effVV，则63623343230010129128.9,51.7100.3122DSeffoxCascode管M3的跨导为，61333223001020.3DSmeffmIgV5、Miller补偿电阻Rc的确定我们将零点从右半平面移到左半平面，并且使其为单位增益带宽频率u的1.2倍，则118851.2CmRg6、偏置电路的管子尺寸根据所有MOS的有效电压，我们可以计算出配置电压Vb1－Vb4的值。1,,135(10.3)3.7bddthpdsVVVVV2..1.3...1.1..3b22.5(10.318)0.3(10.3)2.2,2.1bINCOMSGDSINCOMTHPeffSDTHPeffVVVVVVVVVVVVV由于衬底效应，取＝3..7.50.7320.31.33bTHNDSDSVVVVV4..70.730.31.03bTHNDSVVVV偏置电流Ibias=25uA,计算可以得到MB1-MB12管的尺寸为，1359410111210um10um2.5um5um1.25um,,,2um1um1um1um1umBBBBBBBB＝，7、共模负反馈的管子尺寸共模反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配，直流工作电流相同。为了提高增益也采用Cascode结构，因此管子尺寸为，13141516117118319205160um140um86um,,1um22um2um286um240um31um31um