包络检波器 同步检波

4.4.1包络检波器实现包络检波过程的电路为包络检波器。包络检波器根据所用器件不同，可分为二极管包络检波器和三极管包络检波器；根据信号的大小不同，又可分为小信号平方律检波器和大信号检波器。4.4.14.4调幅信号的解调电路1.工作原理由图4.4.1可见,当加在二极管上的正向电压为cosiimVt设()0Don流过二极管的电流,00,0Dgi电路参数要求1LcRC及1LRC4.4.1二极管峰值包络检波器的原理电路如图4.4.1所示一、二极管峰值包络检波器其中c为输入高频调幅信号的载频、为调制信号频率。理想情况下，低通滤波器的阻抗LRC()Z应满足()0cZ()LZR4.4.1若cosiimVt工作原理可以由图4.4.2描述。图4.4.2输入信号为高频等幅正弦波的检波过程若C增大，就会充电慢，大，R一定，放电慢，所以波动小，o小。若R增大，则充电快，放电慢，C一定，波动小，o大。4.4.1（二极管包络检波动画）当输入为调幅波时的检波器工作波形如图4.4.3所示。图4.4.3输入为调幅波情况下的检波器工作波形4.4.1（二极管检波器工作波形动画）2.性能指标（1）检波效率：cosmodaimimVMVV（4.4.1）可以证明33DgR（4.4.2）（2）等效输入电阻iR12iLRR(4.4.3)证明：功率守恒，输入功率：22imiiVPR输出功率：22()avdimoLVVPRR于是22()2imdimiLVVRR1d所以12iLRR（4.4.4）4.4.1图4.4.4中频放大器与检波器级联在接收设备中，检波器前接有中频放大器，如图4.4.4所示。所以，等效输入电阻iR就是中频放大器的负载。所以从增加中频放大器增益、提高接收机灵敏度的角度出发，应尽量加大iR也即应加大LR。但是LR的增大同样受到检波器中非线性失真的限制。4.4.1解决以上矛盾的一个有效方法是采用图4.4.5所示的三极管射极包络检波电路。由图可见，就其检波物理过程而言，它利用发射结产生与二极管包络检波器相似的工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了倍。这种电路(1)适宜于集成化，在集成电路中得到了广泛的应用。4.4.1图4.4.5三极管射极包络检波电路（1）惰性失真（对角线切割失真）惰性失真如图4.4.6所示。产生的原因：它是在调幅波包络下降时，由于时间常数太大（图中时间12tt内），电容C的放电速度跟不上3、二极管包络检波器中的失真图4.4.6惰性失真（惰性失真动画）输入电压包络的下降速度。这种非线性失真是由于C的惰性太大引起的，所以称为惰性失真。避免惰性失真的条件：2a1LaMRCM(4.4.5)时也不产生失真，应满足2amaxmaxmax1LaMRCM4.4.1当max时，amaxM最大。为了保证在max（2）底部切割失真（负峰切割失真）负峰切割失真产生的原因：检波器的直流负载阻抗(0)LZ与交流（音频）负载阻抗()LZ不相等，而且调幅度aM太大时引起的。通常情况下，检波器输出须通过耦合电容CC与输入等效电阻为2iR的低频放大器相连接，如图4.4.7所示。图4.4.7计入耦合电容CC和低放输入等效电阻2iR后的检波电路4.4.1检波器输出是在一个直流电压上迭加了一个音频交流信号，即()()oOtVt为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路，要求21iCRC所以CC的值很大。这样，o中的直流分量几乎都落在CC上，这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅，即OimVVLR上的分压为2LRimiLRVVRR（4.4.6）此电压反向加在二极管两端，如图4.4.7所示。4.4.1CC等效为一个电压为imV的直流电压源，此电压源在所以图4.4.8负峰切割失真（底边切割失真动画）当输入调幅波的调制系数aM较小时，这个电压的存在不致影响二极管的工作。当调制系数aM较大时，出现(1)imaRVMV如图4.4.8(a)所示。造成二极管截止，结果造成输出低频电压负峰切割掉了。如图4.4.8(b)所示。4.4.1显然，2iR愈小，则LR上的分压值RV愈大，这种失真愈易产生。另外，aM愈大，则(1)aimMV愈小，这种失真也愈易产生。避免产生负峰切割失真的条件：由图4.4.8（a）可见，要防止这种失真的产生，必须使包络线的最小电平大于或等于RV，即满足2(1)LimaimiLRVMVRR或2()(0)LLaiLLRZMRRZ（4.4.7）4.4.1图4.4.8负峰切割失真通常情况下，图4.4.7中，CC容量较大，对音频来说，可以认为是短路。因此，检波器的交流负载阻抗()LZ为222()//LiLLiLiRRZRRRR（4.4.8）检波器的直流负载阻抗(0)LLZR（4.4.9）显然(0)()LLZZ（4.4.10）实际上，现代设备一般采用2iR很大的集成运放，不会产生底部切割失真。4.4.14.4.1在分离元件的电路中，通常采用如图4.4.9所示的分负载电路。依此减少(0)LZ与()LZ的差别。图4.4.10收音机中的实际二极管检波电路4.4.1例如，图4.4.10是某收音机二极管检波器的实际电路。4、设计考虑设计二极管包络检波器的关键在于：正确选用晶体二极管，合理选取LRC等数值，保证检波器提供尽可能大的输入电阻，同时满足不失真的要求。(1)检波二极管的选择为了提高检波电压传输系数，应选用正向导通电阻Dr和极间电容DC小（或最高工作频率高）的晶体二极管。为了克服导通电压的影响，一般都需外加正向偏置，提供（20～50）µA静态工作点电流，具体数值由实验确定。4.4.1(2)LRC和C的选择首先根据下述考虑确定LRC的乘积值。1）从提高检波电压传输系数和高频滤波能力考虑，LR应尽可能大。工程上，要求它的最小值满足下列条件5~10LcRC2）从避免惰性失真考虑，允许LRC的最大值满足下列条件2maxmaxmax1aLaMRCM工程分析时，取max1.5LRC即可。4.4.1因此，要同时满足上述两个条件，LRC可供选用的数值范围由下式确定：max5~101.5LcRC（4.4.11）LRC值确定后，一般可按下列考虑分配RL和C的数值。①为保证所需的检波输入电阻iR，LR的最小值应满足下列条件2LiRR或3LiRR（4.4.12）②为避免产生负峰切割失真，的最大允许值应满下列条件：LRmax2max1aLiaMRRM（4.4.13）4.4.1若采用集成运放作为低频放大级，该条件可以忽略。因此，要同时满足上述两个条件LR的取值范围应为max2max12(3)aiiLiaMRRRRM或（4.4.14）③当LR选定后，就可按LRC乘积值求得C，但应检验求得的值是否满足下列条件C10DCC（4.4.15）④当采用分负载电路时1LR和2LR的数值可按120.10.2LLRR进行分配，而1C和2C均可取为2C。4.4.1二、并联型二极管包络检波器有些情况下，需要在中频放大器和检波器之间接入隔直流电容，以防止中频放大器的集电极馈电电压加到检波器上，为此可以采用并联型二极管包络检波器。如图4.4.11所示。图4.4.11并联型二极管包络检波器4.4.1电路的工作波形如图4.4.12所示。图4.4.12并联型包络检波器工作波形当oimVV时，可以证明13iLRR（4.4.16）4.4.1显然比串联型电路的等效输入电路小，不利于提高中频放大器的电压增益。图4.4.13为并联型包络检波器的实际电路。4.4.1图4.4.13并联型包络检波器的实际电路同步检波（SynchronousDetector）又称为相干检波，主要用于解调DSB和SSB信号，有乘积型和叠加型两种方式，其组成框图分别为图4.4.14所示。4.4.24.4.2同步检波器图4.4.14两种方式同步检波器的组成框图（a）乘积型（b）叠加型一、乘积型同步检波器乘积型同步检波器的原理在4.1.2中已讨论过，这里不再赘述。1、当同步信号与发送端的载波信号不同频同相的情况下，解调输出的信号会是怎样呢？若同步信号r与发射端载波不同步，二者之间存在一相位差t，其一般表示式为0tt（4.4.17）式中0为一常量，表示两个载波之间的相位误差，表示两个载波之间的频率误差，即()cosrrmctVtt（4.4.18）4.4.2则乘法器的输出为1()()()coscoscos()1coscoscos[2()]2oirrmimccrmimctkttkVVttttkVVttt低通滤波器的输出为1()cos()cos2ormimtkVVtt（4.4.19）从上式可以看出，相角()t的存在将直接影响解调输出。若0()t是一常数，即同步信号与发射端载波的相位差始终保持恒定，同频不同相，则解调输出的低频分量仍与原调制信号成正比，只不过振幅有所减小。4.4.2当然()2t，否则cos()0t将无解调输出。()t若是随时间变化的[见式（4.4.17）]，则()rt与发射端载波之间不再同频，这时式（4.4.19）为01()cos()cos2ormimtkVVtt（4.4.20）2、同步信号的获得获得()rt的电路（称之为载波恢复或载波提取电路）也各不相同，如图4.4.15所示。4.4.2图4.4.15同步检波器方框图图4.4.16解调AM信号时的载波恢复电路的框图（2）若是解调双边带信号，由于双边带信号不含固定的载波分量，不能用限幅滤波法得到同步信号，此时可以采用非线性变化方法，组成方框图如图4.4.17（a）所示，其工作波形如图（b）所示。4.4.2（1）若是解调AM波，载波恢复电路的组成框图见图4.4.16。图4.4.17解调DSB信号时的载波恢复电路的组成框图及工作波形4.4.2如若输入信号为单频率调制的DSB信号，即()()coscosiDSBmcttVtt经平方器后的输出为22221()coscosDSBmctVtt21(1cos2)(1cos2)4mcVtt（4.4.21）经过带通滤波器取出221()cos24mctVt（4.4.22）经过二分频可得到同步信号，大家可自行分析当输入为多频率调制的DSB信号情况下的工作过程。4.4.2（3）、解调单边带信号，可在发射端发射单边带信号的同时发射导频信号，在接收端采用高选择性的窄带滤波器从输入信号中取出该导频信号，经过放大后即可作为同步信号。或采用高稳定度的晶体振荡器产生指定频率的同步信号，但这种方法产生的同步信号不可能与原载频同步，只能将这种不同步量限制在允许的范围内。4.4.2图4.4.18MC1596组成的同步检波电路4.4.23、乘积型同步检波电路举例图4.4.18是用MC1596组成的同步检波电路。普通调幅信号或双边带调幅信号经耦合电容后从y通道①、④脚输入，同步信号从x通道⑧、⑩脚输入。⑿脚单端输出后经RCП型低通滤波器取出解调信号o二、叠加型同步检波器将输入信号与同步信号叠加后，合成包络反映调制信号变化的普通调幅信号，再利用包络检波器实现解调，原理电路如图4.4.19所示。图4.4.19叠加型同步检波器若()cosrrmctVt当()coscosiimctVtt为双边带信号时，4.4.2)()(()irtttcoscoscosrmcimcVtVtt(1cos)cosimrmcrmVVttV（4.4.23）1imarmVMV只要满足rmimVV，，合成信号即为不失真的AM调幅信号，利用包络检波器可以解调出所需要的音频信号。4.4.2合成电压(1cos)cosrmacVMtt当()cos()iimctVt为单边带信号时，合成电