单相正弦波逆变电源设计

第19章单相正弦波逆变电源设计19-1常规思路的单相正弦波逆变电源设计两年一度的的全国大学生电子设计竞赛的间歇年“双年”，比较积极的省份开展省内高校的大学生电子设计竞赛。××省的××高校的一个自拟课题很具有代表性，这就是本章要详尽叙述的“单相正弦波逆变电源”。从试题特征看，这个自拟题目与2005年的竞赛试题的（G题）“三相正弦波逆变电源”非常相像。全国大学生电子设计竞赛试题中电动小车的相关试题就连续出了两次，似乎竞赛组委会对电动小车意犹未尽，让试题内容进一步升华。作者除了以单相正弦波逆变电源为题提出解决方案，为今后的电子设计竞赛作技术和设计思路的准备外，还有更深刻的意图，这就是让读者了解并能够通过本书获得“单相正弦波逆变电源”的设计思路与能力，为日后从事技术工作打下一个良好的基础其原意就是如果用户非要将50Hz交流电供电的设备搬到汽车或只能是直流供电的场合，直流电源与用电设备的电源的匹配只能通过逆变电源实现，而逆变电源的输出电压波形的正弦化和输出电压有效值的稳定则是衡量这种逆变器的指标之一；不仅如此，对于不间断供电电源（UPS）的直流电转化为交流电的唯一手段就是采用逆变器。综上所述，本章设计的内容不仅仅是单相正弦波逆变电源，也是不将断供电电源的基本构成。如果将来电子设计竞赛有这类试题，读者可以参考本章涉及的设计思路与设计做作方法尽快并较好的完成试题，取得较好的成绩；如果这类试题永远不会出现，本章的设计思路与设计方法也会对从事于车载逆变电源设计的读者有借鉴意义，也可能对读过这部分内容的应届毕业生的求职有帮助。不管以上的那先内容实现，作者的努力都会对社会做出点滴贡献，这将是最大的希望。19-2基本性能要求单相正弦波逆变电源的基本性能要求如下：输入电压：12V（9~14.4V）或24V（18~28.8V），即汽车蓄电池电压等级，多数为12V，其原因是轿车的蓄电次电压等级多为12V；输出电压：220V/50Hz，交流电，最好是正弦交流电压；输出功率：一般为150W以上；绝缘等级：输入输出之间，正弦交流电1500V有效值/50Hz，持续至少一分钟。如果仅仅是为了竞赛，输出电压和输出功率可以打折。即输出电压为36V/50Hz，正弦交流电，输出功率50~100W。输入输出之间绝缘即可。按照实用与竞赛的指标不同可以采用两种不同的设计思路，也可以采取相同的模块化设计，仅仅需要改变相关元件参数。由于控制电路具有共同特点，因此，在本章中采用个电路单元模块化设计的方式，以适应不同的需求。19-3解决方案的基本思路19-3-1方波50HZ逆变逆变器的最简单的实现方式是方波逆变器，方波逆变器的原理框图如图19-1。图19-1方波逆变器的原理框图这种电路的最大特点就是简单、容易实现。其最典型的应用如小功率（1kW以下的）后备式不间断供电电源和简易逆变器。对于整流器负载，如电脑、显示器以及其它带有开关电源的各种电子设备，对电源电压波形要求非常宽松，方波逆变器是可以胜任的。然而，尽管方波逆变器电路简单，随着对逆变电源性能的要求的不断提高，方波逆变电源在大多数场合的应用中被淘汰，仅仅在非常低级的应用中才得以见到。因此，正弦波逆变器是一个逆变器的必然趋势。19-3-2采用50Hz正弦波逆变经过50Hz变压器升压与绝缘，得到所需要的220V/50Hz的正弦交流电。电路如图19-2。图19-250Hz正弦波逆变原理框图从图中可以看到，逆变器的主电路与方波逆变器完全一样，所不同的是开关管的驱动信号由50Hz方波变为50Hz的十倍甚至数十倍的正弦化脉冲宽度调制脉冲串，如果将这个脉冲串“平滑”后，可以获得“正弦波”连续变化的波形。这种方法的最大优点是整个功率变换过程中仅仅有一次逆变过程，因此，电路简单效率也可以很高。逆变器采用正弦化脉冲宽度调制（SPWM），500~2000Hz的调制频率不仅大大地增加了变压器的“铁耗”，而且由于开关频率明显高于50Hz的应开关的作用，使变压器的漏感中的储能以每秒500~2000次的交换而产生可观的开关损耗，致使开关管急剧发热，因此，这是一种不可取的解决方案。此方案不可取的第二个原因是50Hz变压器和滤波器过于笨重。19-3-3多重50Hz矩形波逆变组合的解决方案改造50Hz方波逆变器输出波形的另一个方法是采用多重化技术，即将多个方波逆变器的输出电压错开一定的相位后叠加，可以得到近似正弦波电压，以满足要求，由于电路相对负载，目前这项技术在中低功率的逆变器中已不再应用，而仅仅在高功率的逆变其中还有应用。多重50Hz矩形波逆变组合的原理框图如图19-3，多重50Hz矩形波逆变组合的输出电压波形图如图19-4。图19-3多重50Hz矩形波逆变组合的原理框图图19-4多重50Hz矩形波逆变组合的输出电压波形图从图中可以看到，经过多重化叠加后，输出电压波形为多阶梯的阶梯波，已经近似于正弦波，只要经过简单的滤波就可以得到比较完美的正弦波输出电压。由于在叠加过程中各功率单元之间的输出功率有部分相互抵消的现象，因此，每个单元的输出功率的容量约为总输出功率容量的四分之一到五分之一，而不是六分之一。图19-3电路的各元件参数为：开关管：Q1~Q12选用IRF530；旁路电容器：选用1000μF/25V铝电解电容器+2.2μF陶瓷贴片电容器；变压器：贴心规格EI19×33mm，初级100匝×2，线径1.0mm，QZ2高强度漆包线，次级，400匝，线径0.76mm，QZ2高强度漆包线。控制电路可以采用带有推拉输出级的SG3525A，外接同步信号的方法，同步信号由多谐振荡器经过18分频，将18个分频信号中的第1、2、3、4、5、6的输出作为逆变器1、2、3、4、5、6控制电路的SG3525A的同步信号。在实际电路的实现时，可能会发现，18分频的电路比较麻烦，因此，作者提出将分频器的时钟反相，分别送到两个十进制计数器CD4017，选用其Q0、Q1、Q2作为后面的SG3525A的同步时钟，从而获得到适当相移的同步时钟。由于50Hz频率比较低，如果仅仅采用施密特触发器构成多谐振荡器，可能所需要的阻、容参数比较大不好实现，因此，选择用带有振荡器的分频器CD4060作为CD4017的时钟发生电路，并用反相器将这个时钟反相后作为另一个CD4017的时钟。电路如图19-5。图19-5控制电路图中，CT、RT、RD、C2、C3、C4分别为0.1μF、110kΩ、470Ω、0.1μF、0.1μF、0.1μF。其中CT应该选择温度系数低的介质材料的电容器，如C0G介质的陶瓷电容器、聚酯电容器、聚丙烯电容器等，就是不能用X7R、V5Z、Y5U等温度系数大的电容器。由DC4060、CD40106构成的时钟信号频率应略高于SG3525A定时电路的频率。我们还可以看到，这种电路形式在实际应用中还是比较复杂的，除非对直-交-直-交功率变换形式没有把握，否则就应该采用直-交-直-交功率变换形式。19-3-4直-交-直-交功率变换形式由于高频开关变换技术的成熟和廉价化。现在，逆变器的主要电路形式已经准变为直-交-直-交功率变换形式。即先将直流电转化为高频交流电，以利于减小变压器的体积；经过变压器的电压转换和隔离，从而获得到所需要的电压等级和隔离要求；由于输出要求是50Hz正弦交流电，需要将高频交流电转化为50Hz交流电，所以通常的方法是将高频交流电整流成直流电；再利用50Hz逆变技术将直流电转换为所需要的50Hz正弦交流电。直-交-直-交功率变换形式的原理框图如图19-6。图19-6直-交-直-交功率变换形式的原理框图从图中看到似乎这种解决方案过于复杂，但是由于每个功能单元的体积与成本均很低，而且技术成熟、效率非常高，这种解决方案最终还是最佳的。19-4高频逆变电路与控制电路设计由于车载逆变器的输入电压仅仅为12V或24V，因此，高频逆变电路通常选择推挽式逆变电路，其优点是电路中所有的开关管的驱动信号均以输入电压负端（GND）为参考电位很容易与控制电路兼容，驱动信号不需要电位转移，可以直接驱动，简化电路。推挽式逆变器如图19-7。图19-7高频逆变电路原理框图从电路结构看图19-7电路与图19-1的50Hz方波逆变器是一样的，但是由于工作频率的不同，高频逆变器的工作频率远远高于50Hz方波逆变器，一般要达到50kHz甚至更高。这样隔离变压器的体积将大大减小，有利于整个电路体积的减小。控制电路选用SG3525A，高频逆变器的整个电路如图19-8。图19-8高频逆变电路完整电路部分电路图19-4-1控制方式控制方式决定了逆变器的工作性能，从效率角度考虑，逆变器应工作在“100%”占空比工作状态，这样，不仅实现了开关管的“零电压”开关，而且电路中的所有期间均得到最有效的利用。其原理为：（1）自然零电压开关隔离变换器的100%占空比控制方式的特点是固有的零电压开关特性。可以通过分析电路的工作过程证实这个结论。在开关管关断过程中，由于开关管的漏-源极间的寄生电容，使开关管的漏-源极电压不能立即上升，而是在变压器漏感电流（开关管导通是电流值）对这两个寄生电容器充/放电，如图19-9。图19-9开关管Q1关断过程的等效电路其中图19-19（a）是桥式变换器主电路相关部分，即全桥变换器与半桥变换器共有的部分；图19-19（b）为开关管Q1导通时的等效电路，输出电流从直流母线正端经Q1、变压器漏感LS流入变压器初级，电流幅值IO；图19-19（c）为开关管关断时的等效电路，这时输出电流分别从直流母线的正端经开关管Q1的寄生电容器CQ1流入变压器的漏感LS，对CQ1充电，与此同时，还有一路电流从直流母线的负端经开关管Q2的寄生电容CQ2流入变压器的漏感LS，对CQ2放电，这两个电流之和为输出电流如果开关管的关断速度快于开关管寄生电容的充电速度，则开关管就可以在低开关损耗甚至是“零”开关损耗下关断，大大的降低了开关管的关断损耗。如图19-10。图19-10开关管Q1关断时的漏-源电压和电流波形当开关管Q1的漏-源极电压达到直流母线电压值时，开关管Q2的寄生二极管导通续流，让变压器漏感的电流达到通路，等效电路如图19-11。图19-11Q2的寄生二极管导通续流的等效电路在这个过程中变压器漏感的储能向直流母线释放，变压器漏感电流下降。tLVIISinLS0（8-1）如果在变压器漏感电流下降到零前让开关管Q2开通，由于变压器漏感电流的存在，开关管Q2的寄生二极管导通续流，开关管实际上仅承受一个二极管导通电压降的反向电压，这样，如果忽略二极管的导通电压降，开关管Q2实际上在“零电压”下开通，实现零电压开关。开关管Q2开通时的等效电路如图19-12。图19-12开关管Q2开通时的等效电路当变压器漏感电流反向前，开关管是反向导通或寄生二极管导通，等效电路如图19-12（a）；当变压器漏感电流下降到零，由于变压器上已经施加了反向电压，因此，变压器电流翻转，这时的开关管Q2开始正向导通，等效电路如图19-12（b）。开关管Q2开通过程的电压和电流波形如图19-13。图19-13开关管Q2开通过程的电压和电流波形图中的vDF、von分别为开关管的寄生二极管的导通电压、开关管的正向导通电压。从图中还可以看到，开关管的开通是在开关管的寄生二极管导通续流状态，这是的开关管仅仅承受二极管导通电压的反向电压，因而可以称为零电压开通。通过以上分析可知，100%占空比的隔离型变换器不仅可以有效的降低电路中各元器件的导通损耗，同时由于固有的零电压开关特性是开关损耗降低到最低。因而这种变换器的效率在隔离型变换器中是最高的。（2）实现零电压开关的要点100%占空比的隔离型变换器实现零电压开关的要点是，开关管的关断损耗的降低要求开关管应具有尽可能快地关断速度，以保证电流下降时间明显短于开关管的漏-源极电压上升时间；保证零电压开通的条件是开关管Q1、Q2导通的死区时间要尽可能的短，以确保变压器漏感电流在这个过程中不至于下降到零。因此，变换器将不能工作在PWM控制模式，因为一旦占空比降低，Q1、Q2均不导通的时间变长，变压器漏感将在这段时