模拟集成电路设计复习笔记

模集复习笔记By潇然2018.6.202.2I/V特性1.I-V特性2.跨导定义：VGS对IDS的控制能力（IDS对VGS变化的灵敏度）饱和区跨导gm表达式：2.线性电阻表达式2.3二级效应1.体效应γ为体效应系数，典型值0.3-0.4V-1/22.沟道长度调制效应2.4MOS器件模型定义：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由gm、gmb、rO等构成低频小信号模型，高频时还需加上CGS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1.MOS小信号模型①沟长调制效应引起的输出电阻②体效应跨导2.完整的MOSFET小信号模型用于计算各节点时间常数、找出极点2.5放大器的性能参数AIC设计的八边形法则分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2共源级1.电阻负载理想情况：考虑沟长调制效应：2.二极管接法的MOS做负载①NMOS二极管负载存在体效应时的阻抗：忽略η随Vout的变化时，增益只于W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很好。②PMOS管负载缺点：a.大增益需要极大的器件尺寸b.输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3.电流源做负载4.深线性区MOS管做负载5.带源极负反馈①增益与跨导随着RS增大，Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度；但以牺牲增益为代价。另外，可以通过如下方法简便计算：Av=“在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”②输出电阻3.3源跟随器（共漏）1.负载为Rs2.负载为电流源3.考虑rO和RL后的增益（注意分析过程）4.负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4共栅级1.不考虑沟长调制效应时增益，体效应导致增益增加2.输入阻抗RD=0时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗，故在RD较小时，输入阻抗小3.输出阻抗计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大3.5共源共栅级1.增益（不考虑沟长调制）（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71，掌握方法即可）2.输出阻抗M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2）rO2倍；有利于实现高增益3.其他性质：①作理想电流源，代价：输出摆幅减小②屏蔽特性：Vout端有ΔVout的电压跳变时，表现在X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4.折叠共源共栅5.总结：4.2基本差动对1.大信号差分特性上式假定了M1、M2均工作在饱和区，然鹅2.大信号共模特性共模输入电平必须满足：3.小信号差分特性因此，当ΔVin为下值时跨导降为0：，其表征放大器所允许的最大输入差分信号差模增益：用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：①单边输入时差模增益为-gmRD②差分输入时差模增益为-gmRD③单边输入时单端输出增益为-gmRD/24.小信号共模特性若电路完全对称，则流过M1和M2管的直流电流总为ISS/2，不随Vin,CM的变化而变化，因此，VX和VY不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、VTH等），RD1和RD2之间有失配（阻值不完全相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大①尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则VP会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化，Vout1和Vout2会随之变化，但Vout1和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）共模增益为：②输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：5.CMRR-共模抑制比Common-ModeRejectionRatio，用来综合反映差分放大器的性能5.1基本电流镜原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同因此复制精度受工艺（宽长比）、沟长调制效应的影响5.3有源电流镜)1()()(2121DSTHGSoxnREFVVVLWCI)1()()(2222DSTHGSoxnoutVVVLWCI)1()/()1()/(1122DSDSREFoutVLWVLWII6.1密勒效应如果上图1的电路可以转换成图2的电路，则是在所关心的频率下的小信号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV，这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。6.2极点与结点的关联1.CS放大器的简化频率特性分析如果忽略输出结点与输入结点的相互作用，我们可以利用密勒定理得到CS放大器的两个极点频率：2.共源放大器的频率特性（理论推导）将分母化为：其零点：总而言之：若题目出到图6.2.1，根据公式给出极点、零点，之后若表达传输函数，则模仿理论推导中增益的表达形式。7.2噪声类型1.热噪声①定义：导体中载流子的随机运动，引起导体两端电压波动②电阻的热噪声，教材上默认Δf=1Hz③MOS管沟道区的热噪声单个MOS管能产生的最大热噪声电压：（也即如果有负载，ro要替换为负载RD）减少gm可降低噪声。当gm不影响其他关键指标时，应尽量小2.MOS管的闪烁噪声（1/f噪声）①来源：载流子在栅和衬底界面处的俘获与释放，导致源漏电流有噪声用与栅极串联的电压源来模拟②表达式：③1/f噪声的转角频率fC热噪声和1/f噪声曲线的交叉点7.3电路中的噪声表示1.方法一：输出参考噪声电压把输入置零，计算电路中各噪声源在输出端产生的总噪声例：求如图所示共源级电路的总输出噪声电压2.方法二：输入参考噪声电压在输入端用一个信号源来代表所有噪声源的影响对于上例，3.用电压源与电流源共同表示输入参考噪声如图，4.辅助定理源漏之间的噪声电流源可以等效为与栅级串联的噪声电压源（对任意的ZS）条件：均由有限阻抗驱动；低频时7.4单级放大器中的噪声1.共源级（已在上边讲过，不赘叙）例：M1和M2均工作在饱和区。计算：①输入参考热噪声电压②若负载电容为CL，求总输出热噪声③若输入是振幅为Vm的低频正弦信号，求输出信噪比①（利用交流小信号模型，ro1与ro2在漏端并联）②频带内积分，得总输出热噪声③输入信号在输出端产生的信号振幅为：SNR（SignalandNoiseRatio）为功率之比：2.共源共栅级（只考虑热噪声）M2的噪声对输出噪声的贡献很小，因为图（c）中从M2栅极到输出的增益很小（同带源极负反馈的放大器）3.折叠共源共栅电路的热噪声（M2为共栅管，其热噪声可忽略不计，即右式第二项可省去）（gm1ro1的由来：易得Vn22=4kT*2/(3gm2)，由知Vn,out，最后该项与Vin,2呈现一个gm1RD倍的关系）7.5差动对中的噪声输入参考噪声电压是共源级的两倍7.6噪声带宽总噪声：噪声带宽为：8.1反馈概述1.基本概念X(s)：输入信号Y(s)：输出信号Y(s)/X(s)：闭环传输函数，闭环增益H(s)：前馈网络；开环传输函数，开环增益G(s)：反馈网络；若与频率无关，可用β代替H(s)×G(s)：环路增益β：反馈系数2.反馈系统的组成部分：①前馈放大器②检测输出的方式③反馈网络④产生反馈误差的方式3.反馈电路的特性①降低增益灵敏度②改变输入、输出阻抗③扩展带宽④抑制非线性8.2反馈结构例：反馈结构包括哪四种，它们对反馈网络的输入、输出阻抗有何要求，对整个电路的闭环输入、输出阻抗有何影响？四种反馈的记忆方法：①明确命名方式，如，电流-电压反馈指的是输出端电流反馈，输入端电压反馈（输出、输入的位置千万别搞反了！！！）②明确一个“正统原则”，也即：一般来说提到电压都是串联，提到电流都是并联，然后我们再记住以输入为正统③开始列表格，左边一列四行写下四种反馈：电压-电压、电流、电压、电压-电流、电流-电流④根据①和②，确定每一种反馈方式的基本电路图（脑补也行，知道大概即可），比如：电流-电压反馈，输出端电流，输出端非正统，因此电流对应了串联；输入端电压，输入端正统，因此电压对应了串联⑤记住最后一个原则：串联端的反馈会要求对应端反馈网络低阻抗（理解为避免串联分压）、使对应端闭环阻抗增加（想象电阻串联，阻抗肯定增加咯）；并联端的反馈会要求对应端反馈网络高阻抗（理解为避免并联分流）、使对应端闭环阻抗下降。比如：电流-电压反馈，我们已经脑补出它输入端串联、输出端也串联，因此两端闭环阻抗都增加，要求反馈网络两端都低阻抗。是不是瞬间感觉简单了很多呢QUQ1.电压-电压反馈：串联-并联，反馈与输入串联，检测与输出并联要求：反馈网络高输入阻抗、低输出阻抗特性：①输入端串联，–输入电阻增大②输出端并联，–输出电阻减小2.电流-电压反馈：串联-串联，反馈与输入串联，检测与输出也串联3.电压-电流反馈：并联-并联4.电流-电流反馈：并联-串联8.3负载的影响9.1运算放大器概述1.定义：高增益的差分放大器2.小信号带宽：单位增益频率fu3dB频率f3dB与fu的示意如下（均为对数坐标）3.共模输入、输出摆幅（通过以下例子掌握方法）方法概括：a.结果先用每个管子的VGS或Vov（过驱动电压）/Vdsat表示，最后化为只含有Vov与Vthb.如果出现Vb等栅电压，优先用Vb来表征Vin或Voutc.求下限往下看，求上限往上看①单级运放的输入共模电平范围②共源共栅运算放大器，如下左图（重点掌握，必要时可只看图当做题目，之后与标准答案对照）增益表达式：输入共模电平范围：输出共模电平范围：③双端输出共源共栅运放的输出范围（注意输出要乘以2！！！）4.共源共栅运放设计设计流程：已知：VDD、功耗、Av0、输出摆幅①确定各晶体管的过驱动电压根据设计经验，放大管过驱动电压：200mV负载管过驱动电压：200~500mV尾电流管过驱动电压：300~500mV②确定各支路的直流电流（功耗分配）根据总功耗要求，确定各个电流管的电流大小③根据过驱动电压与支路电流，确定各晶体管宽长比由简单电流公式确定各晶体管的宽长比④根据增益的要求，确认各晶体管的尺寸（宽长比不变，增益不满足要求时，可增加L）由已知条件可算得跨导gm，再根据增益，求得输出电阻Rout；又由于，可知λ，进而用推断L⑤根据过驱动电压与输出摆幅要求，确定各偏置电压（注意留出余量）5.增益提高技术原理记住上面的图总结：通过提高输出阻抗提高增益！6.运放噪声10.1稳定性概述1.负反馈系统振荡条件2.增益交点GX：使环路增益的幅值为1的频率点相位交点PX：使环路增益的相位等于-180°的频率点10.3相位裕度定义：PM=180°+∠βH(ω=GX)PM取60°最好10.4频率补偿1.原理：修改βH的传输函数，使GXPX，使PX移向更高的频率，GX移向更低的频率2.方法：①减小总相移，使相位交点PX外推（减少信号通路中的极点数）②降低增益，使增益交点GX内推对于单端输出套筒式运放：①降低CX、CA、CN等寄生电容→ωpA=gm5/CA、ωpN等非主极点频率↑→PX外推。具体措施：高频应用时L取最小尺寸②增加CL负载电容的值→主极点频率降低→GX内推3.极点位置与相位裕度的关系10.5两级运放的密勒补偿1.原理：使两级间的极点向原点移动，使输出极点向离开原点的方向移动通过使，E点处的极点频率下降；当CCCE时理论可知，也即输出极点A点的极点频率上升2.影响：①传统方法通过增加负载电容，fE（主极点）减小；但此时fE与fA（第一非主极点）同一数量级，为了45°相位裕度，fu=fA，因此牺牲了带宽；此处由于极点分裂的性质，fE内推，fA外推，带宽更大②产生右半平面零点，使相位交点PX降低，增益交点GX增加，稳定性下降11.3与温度无关的基准α1=1，根据室温时温度系数之和为零，得到：例：在下图电路中计算Vout，并说明在什么条件下Vout温度系数为0由VBE1-VBE2=I2R3VBE1=VTln(I1/Is)VBE2=VTln(I2/nIs)I1R1=I2R2Vout=VBE2+I2(R2+R3)可知，此时令ln(n)(1+R2/R3)=17.2，即可使Vout温度系数为零