反激变换器设计笔记

第1章反激变换器设计笔记开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。图1基于NCP1015的反激变换器1.1概述基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（FlybackConverter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。1.2设计步骤图2反激变换器设计步骤接下来，参考图2所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。1.Step1：初始化系统参数------输入电压范围：Vinmin_AC及Vinmax_AC------电网频率：fline（国内为50Hz）------输出功率：（等于各路输出功率之和）                        1122ooutoutoutoutPVIVI=×+×+L                      （1）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：oinPPη=                                （2）对多路输出，定义KL（n）为第n路输出功率与输出总功率的比值：                                   ()()onLnoPKP=                             （3）单路输出时，KL（n）=1.（范例）Step1：初始化系统参数------输入电压范围：90～265VAC------电网频率：fline=50Hz------输出：（主路）Vout1=5V，Iout1=1A；（辅路）Vout2=15V，Iout2=0.1A则：11226.5ooutoutoutoutPVIVIW=×+×=------预估变换器的效率：η=0.8则：8.25oinPPWη==KL1=0.769，KL2=0.2312.Step2：确定输入电容CbulkCbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W即可，电容充电占空比Dch一般取0.2即可。图3Cbulk电容充放电一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：2min_min_(1)(2)inchinDCinACbulklinePDVVCf×−=−×                 （4）（范例）Step2：确定输入电容------宽压输入，取2～3μF/W：Cbulk取20μF即可，实际设计中可采用15μF+4.7μF的两个400V高压电解电容并联。则：Cbulk=19.7μF。------计算整流后最小直流电压：2min_min_(1)(2)98inchinDCinACbulklinePDVVVCf×−=−=×3.Step3：确定最大占空比Dmax反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。图4反激变换器对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。如图4（b）所示，MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：maxmin_max1orinDCDVVD=×−                     （5）max_inDCDooorVVVVV=×+                      （6）maxmax_dsinDCorVVV=+                      （7）通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax取值越小，Vor越小，进而MOS管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中，Dmax不超过0.45为宜。（范例）Step3：确定最大占空比Dmax------NCP1015需工作于DCM模式，低压满载时，占空比最大，此时：max0.45D=------由公式（5）计算反射电压：maxmin_max801orinDCDVVVD=×=−4.Step4：确定变压器初级电感Lm对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：2min_max()2inDCminswRFVDLPfK×=×××                       （8）其中，fsw为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，其定义如下图所示：图5流过MOS管的电流波形及电流纹波系数对于DCM模式变换器，设计时KRF=1。对于CCM模式变换器，KRF1，此时，KRF的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF越小，RMS越小，MOS管的损耗就会越小，然而过小的KRF会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM模式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC），KRF取0.25～0.5；窄压输入时（176～265VAC），KRF取0.4～0.8即可。一旦Lm确定，流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦随之确定：2dspeakEDCIIIΔ=+                            （9）22max3()()23dsrmsEDCDIIIΔ⎡⎤=×+×⎢⎥⎣⎦               （10）其中：min_maxinEDCinDCPIVD=×                       （11）min_maxinDCmswVDILf×Δ=×                        （12）设计中，需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80%，Idsrms用来计算MOS管的导通损耗Pcond，Rdson为MOS管的导通电阻。2conddsrmsdsonPIR=×                         （13）（范例）Step4：确定变压器初级电感Lm------由公式8确定变压器的初级电感Lm，由于NCP1015工作于DCM模式，KRF=1：2min_max()1.192inDCminswRFVDLmHPfK×==×××------由公式（9）（10）分别计算初级Idspeak和Idsrms：0.3692dspeakEDCIIIAΔ=+=22max3()()0.14323dsrmsEDCDIIIAΔ⎡⎤=×+×=⎢⎥⎣⎦------计算MOS导通损耗：20.224conddsrmsdsonPIRW=×=5.Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表：图6不同形状的铁氧体磁芯及骨架选定磁芯后，通过其Datasheet查找Ae值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：mdspeakpeLINBA×=Δ×                            （14）其中，DCM模式时，△B取0.2～0.26T；CCM时，△B取0.12～0.18T。图7磁芯特性（范例）Step5：选择合适的磁芯并确定初级电感Lm的匝数------磁芯选择EFD20，查看磁芯手册可知，Ae=31mm2------DCM模式，磁通摆幅△B取0.21T，由公式（14）计算初级电感Lm匝数：68mdspeakpeLINBA×==Δ×6.Step6：确定各路输出的匝数先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为：111outFsporVVNNV+=×                      （15） 则其余输出绕组的匝数为：()()()111outnFnsnsoutFVVNNVV+=×+                    （16）辅助线圈绕组的匝数Na为：111aukFaasoutFVVNNVV+=×+                       （17）（范例）Step6：确定各路输出的匝数------由公式15确定主路输出的匝数：1115outFsporVVNNV+=×=------由公式16确定辅路匝数：()()()11114outnFnsnsoutFVVNNVV+=×=+------IC供电绕组电压为20V，由公式17确定辅助绕组匝数：11119aukFaasoutFVVNNVV+=×=+7.Step7：确定每个绕组的线径根据每个绕组流过的电流RMS值确定绕组线径。2rmsIDρπ=××                            （18）初级电感绕组电流RMS：prmsdsrmsII=                               （19）次级绕组电流RMS由下式决定：()maxsec()max()()1orLnrmsndsrmsoutnFnVKDIIDVV×−=××+              （20）ρ为电流密度，单位：A/mm2，通常，当绕组线圈的比较长时（1m）,线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。核算实际绕组导线所需要的窗口面积，由下式决定：cwFAAK=                              （21）其中，Ac是所有绕组导线截面积的总和，KF为填充系数，一般取0.2～0.3.检查磁芯的窗口面积（如图7（a）所示），大于公式21计算出的结果即可。（范例）Step7：确定每个绕组线径------初级Lm线径：20.151rmspIDmmρπ=×=×------同理可计算出次级主路及次级辅路绕组线径：Ds1=0.531mm，Ds2=0.188mm。所以，初级线圈可选线径为0.16mm的漆包线；次级主路绕组可选择线径为0.22mm的漆包线，三根并绕