详解L6561功因校正相关原理

1/24L6561功因校正相关原理（1）功率因子的定义将一弦波电压Vs(t)=2Vrmscosωt加于一负载，则所得到之电流为is(t)=2Irmscos(ωt-ψ1)，其中ψ1为电流与电压之相角差。其中功率因子为:PF=sp=cosψ1若电流为非弦波时(如输入电压经全波整流后之电流)则含有谐波成份，此电流之谐波成份亦为影响功率因子之因子。is(t)=2I1cos(ωt-ψ1)+ΣIncos(nωt-ψn)I1:Fundamental电流In:n次谐波之电流Irms:(I20+I21+I22+．．．I2n)1/2I0:电流之DC成分，若在纯AC电源中则I0=0重新定义PF:PF=[I1/Irms]×cosψ1=[I1/(I20+I21+I22+．．．I2n)1/2]cosψ1其中cosψ1:DisplacementPowerfactor(DPF)电流失真成份Idis=[I2rms－I21]1/2又可将电流谐波失真的程度表示为(%THD)=(Idis/I1)100%（2）升压型高功因直流转换器传统的转换器，为获得较小的涟波的电压，通常于全桥整流完后加入一个大电容；但大电容意味着在大部分的时间里，线电压都是低于电容电压，也就是整流二极管的导通时间减小，导通时电流增大，进而造成线电压的失真。现今则于整流器与输出间插入一级功因校正器电路，以使输入电流近似SIN波形，同时保持与电压同相（InPhase）。理论上任何的拓朴结构都可以达到高功因的要求，实际上则使用升压型结构来实现，其理由如下：1.使用较少的零件，可以降低成本。2/242.Boost电感的dtdi较小，噪声的产生较小，EMI滤波器可以较小。3.开关晶体因为共源级，所以较易驱动。其缺点为：1.输出直流电压一定要高于输入峰值电压。2.由于输出入没有隔离，所以输入突波易在输出端出现。目前采用二种方法来作PFC控制：1.固定频率平均电流法：需复杂的控制。Uc38542.固定导通时间、但频率可变的瞬时模式法（L6561采用此法）。操作原理：图1是本文所采用的电路架构，其转换器部份乃由功率二极管D1、D2、D3、D4所组成的桥式整流电路，串接一升压电感L，经由适当的控制功率开关Q，以调整输出直流电压dcV的大小，并使输入电流自动追随输入电压成为同相位，进而达到高功因的要求。由功率开关Q之切换控制，可使得升压电感上的电流操作于边界导通模式；其工作原理可以下列Ⅰ、Ⅱ两个操作模式来说明：D1D2LQDVdc+_變頻控制D4D3COvSLoad图1升压型转换器电路架构图模式Ⅰ：功率开关Q导通时，构成的等效电路如图2所示，转换器将形成两个独立的回路。回路1是输入电源sv对升压电感L储能；回路2则是由输出电容oC与负载所组成，3/24此时输出电容将原先所储存的能量提供给负载以维持输出电压dcV。D1D2LQDVdc+_D4D3COvSLoad图2功率开关Q导通之等效电路模式Ⅱ：当功率开关Q截止，且升压电感L的电流大于零时，其等效电路如图3所示，此时输入电源sv及储存于升压电感L之能量，一起对输出电容oC充电并提供能量给负载。D1D2LQDVdc+_D4D3COvSLoad图3功率开关Q截止之等效电路若输入交流电源电压为tVtvmssin)(，则由图2可得到电感电流的峰值为：tLTDVLTtvtismonspksin)()(其中sT为功率开关Q的切换周期(Switchingperiod)，D为责任周期(Dutycycle)。由上式可以得知，在一输入电压周期内，若功率开关之导通时间保持一定，则电感峰4/24值电流的联机将会成为一个tIpsin的波包，如下页图4所示，使得输入电流与输入电压为同相位，达到高功因的要求。由上式可得电感峰值电流之最大值pI为：LTVLTVIonmonmp)2(sin(1-2)图4电感电流波形基于上述之原理，为了使功率开关的导通时间保持一定，以避免输入电流产生失真，故整个系统回路的交越频率必须远小于输入电压之频率。（3）L6561特点、方块图介绍L6561是L6560的改良版，具有优越的乘法器，在universal输入电压时能获得较佳的THD值；同时启动电流亦减低至几十个uA，而ZCD(零电流侦测)也具有除能（Disable）的功能。此外还具备精准的内部参考电压（1%误差）、输入电流感测端的内部RC滤波器、输出400mA能力等等。此IC操作在瞬时模式(即边界导通模式)，可用在电子式安定器、AC-DC转换器及切换式电源供应器。L6561主要特点：1.具磁滞的欠电压锁住功能。5/242.低启动电流（典型值：50uA；保证90uA以下），可减低功率损失。3.内部参考电压于25℃时只有1﹪以内的误差率。4.除能（Disable）功能，可将系统关闭，降低损耗。5.两级的过电压保护。6.内部启动及零电流侦测功能。7.具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的THD值。8.在电流侦测输入端，具备内部RC滤波器。9.高容量的图腾级输出，可以直接驱动MOSFET。其脚位图如下页图5所示。图5L6561脚位图L6561接脚功能如下：PIN脚名称功能1INV误差放大器反相端输入2COMP误差放大器输出3MULT乘法器输入4CS利用电流侦测电阻Rs，将电流转成电压输入5ZCD零电流侦测6GND接地7GD为MOSFET闸极驱动输入6/248VCCL6561的输入工作电压7/24方块图描述：1.电源供应方块图：图6电源供应方块图如图6由Vcc供应电源给’线性电压调整器’，产生7V的内部电压，以供给IC使用，但输出级则直接由Vcc供应。另外BandGap电路产生一个精准的内部2.5V参考电压，可用于控制，以达到良好的输出调整率。如图7所示，具备磁滞功能的欠电压锁住（UVLO）比较器，用以确认只有Vcc电压足够高时，IC才会致能，已获得较佳的信赖性。8/24图7欠电压锁住方块图2.误差比较器及过电压保护方块图：如图8所示，误差放大器的反向输入端，经由外部串联分压电阻与输出端连接，以取得一部分的输出电压，并与内部参考电压做比较，以获得固定的直流调整电压。误差放大器通常在输出端与反向输入端之间，使用一个回授电容以作为频率补偿，因为在半周期内，误差放大器输出必须维持定值已获的高的PF值，所以需要很低的频宽。为了误差放大器在过电压造成的低饱和，或过电流造成的高饱和之后能快速回复，误差放大器的动态输出电压被内部箝位电路限制在2V到5.8V间。此IC提供二级的过电压保护；于过电压时，误差放大器的输出趋向低饱和，但误差放大器响应很慢，所以它会维持一段时间才进入饱和区。但另一方面，一个过电压必须被立即修正，因此一个基于不同观念的快速过电压保护是必要的。因为电容并不允许直流电流流过，于稳态时流过R1与R2电阻的电流是一样的。当输出电压因一个负载步阶改变而上升，R1电流亦跟着上升，但R2电流则因电压固定于2.5V（因误差放大器反应较慢）而不改变，增加部分的电流则流经补偿电容，进入误差放大器的输出端，当感测到此情况时，两阶段处理程序将发生（如图9所示）：’SoftBraking’：当电流超过达37uA时，乘法器的输出电压将强迫下降，如9/24此从电源端汲取的能量将会降低，也降低输出电压的上升额度。如此能避免输出电压超出默认值太多，而达到保护功能。图8误差比较器及过电压保护方块图图9过电压动作保护图假使输出电压忽略了’SoftBraking’的作用而持续增加，导致进入E/A的电流10/24达40uA，系统将进行’SharpBraking’：乘法器的输出端将被拉到低准位，MOSFET输出级关闭，同时内部启动器也将关闭。当E/A的输入电流降低至10uA，因内部电流比较器提供磁滞的功能，因此输出级将从低准位被释放，而再一次致能。以上’SoftBraking’及’SharpBraking’称为动态过电压保护，他们大部分（非全部）皆能有效防止因负载突变而生的问题；事实上，他们对输出电压的变化较为敏感。但对于像负载移除而产生的稳态过电压，则无法提供好的保护。当过电压持续一段时间（E/A的输出电压低于2.25V），稳态过电压保护将被执行：除了将输出级及外部MOSFET除能外，亦将内部一些方块功能除能，静态电流降至1.4mA；当E/A的输出电压回到线性区时，系统将再次致能。3.零电流侦测及触发方块图：如图10所示，当电感电流减小到零后，ZCD方块功能将会使MOSEFT致能，使跨于电感上的电压反转。当电路于运作状态时，ZCD的讯号乃是藉由Boost电感的辅助绕组而来；ZCD没有讯号时，可由内部启动器（InterSarter）藉由强制驱动器（Driver）送出一脉冲讯号给MOSFET闸级以将外部MOSFET启动。内部启动器的重复率大于70ms(大约14KHz)，所以在设计时，最大频率必须被考虑。图10零电流侦测及触发方块图4.除能方块图：如图10所示，ZCD脚亦可同时致能除能方块；当此脚的电压低于150mV，系统将被卸载，消耗将降低。欲重新致能系统，则需将此脚的低电位移除。5.乘法器方块图：如图11所示，乘法器具有两个输入端：第一个为与输入整流电压成一比例的取样电压，另一个为E/A的输出电压；假若E/A的输出电压在半个周期内为定值，则乘法器的输出亦将会是整流后的SIN波形，并将此信号作为电流比较器的参考讯11/24号。而在各周期内，电流比较器限定了MOSFET的峰值电流。图11乘法器方块图6.电流比较器方块图：如图12所示，电流比较器感测到跨于电流侦测电阻（Rs）上的电压，并拿此讯号与乘法器输出的规划讯号做比较，以决定MOSEFT真正关闭的时间。另PWM栓锁则可避免因噪声而造成MOSEFT误切换。乘法器的输出被内部箝位器限制于1.7V；当Rs上的电压到达此值，则电流的极限值亦跟着出现。图12电流比较器方块图7.驱动器方块图：12/24如图13所示，具有400mA供应/沉入能力的图腾级输出，能够驱动外部MOSFET。当系统发生欠电压锁住（UVLO）情况，内部Pull-Down电路将输出固定在低准位，以确保外部的MOSFET不会意外地被触发。图13驱动器方块图：瞬时功因校正器（T.M.PFC）操作：交流主电源经过桥式整流后送入升压型转换器；使用切换技术的升压型转换器，可将输入电压转换到我们需求的输出电压值。电路结构如下图所示：图14电路结构图L6561使用所谓的瞬时模式技术（TransitionModeTechnique）来达到使输入电流为Sin波形、及电流与电压同相位的目的。误差放大器将升压转换器输出的取样电压与内部参考电压做比较，并产生正比于两者差的讯号；若误差放大器的频宽足够小的话（低于20Hz），则此误差讯号于半周内可视为一直流值；此误差讯号将被送入乘法器，并与整流后的输入取样电压做乘绩，乘积结果为一整流过后的Sin波形，其峰值大小与主电压峰值及误差讯号量有关。乘法器的输出送入电流比较器的’+’端，为PWM之Sin波形的参考讯号；事实上，当CS（即pin4）的电压（为电感电流与电阻的乘积）与电流比较器’+’端的电压13/24相等时，MOSFET的导通动作就被截止。若依此推论，则电感电流的封包将是整流过后的Sin波形。在每一个半周的操作过程，证明系统有固定的导通时间是可能的。从MOSFET截止到电感电流为零时，电感对负载做放电释能动作；当电感电流为零，电感上无储能，而泄极（Drain）处于浮接状态，此时电感与泄极的总电容产生共振；泄极的电压快速掉落到实时线电压之下，而ZCD讯号又再次触发MOSFET导通，另一转换周期也跟着开始。跨越MOSFET上的这个小电压，在导通时可以减小切换损失及储存于泄极等效电容的能量（损失于MOSFET内部）的损失。如图15所示为电感电流与MOSFET于时间区间之结果；藉由几何学的关系可证得，从主线路撷取的输入平均电流，恰好是电感峰值电流波形的一半。系统操作介于连续与不连续的临界模式（虽非正确但已接近），这也就是为何称系统为瞬时模式的功因校正器（TMPFC）的原因。图15电感电