一种推挽全桥双向直流变换器的仿真研究

一种推挽全桥双向直流变换器的仿真研究李敏裕闫之峰袁东装甲兵工程学院，北京100072摘要：本文对一种推挽全桥双向直流变换器的工作模态进行了理论分析和仿真研究，验证了这种功率变换器的可逆性以及电压变换计算公式，进一步分析了不同缓冲电路参数对于缓冲效果和变换器损耗的影响。关键词：双向DC；推挽；全桥SimulationResearchofaPush-PullFull-BridgeBi-directionalDC/DCConverterAbstract:Theresearchandsimulationonoperatingmodalofpush-pullfull-bridgebi-directionalDC/DCconvertervalidatereversibilityandcalculationformulaofvoltageconversioninthispowerconverter.Thebuffereffectandswitchlosswithdifferentcircuitparametersisdiscussedfurther.Keywords:bi-directionalDC;push-pull;full-bridge1引言双向DC/DC变换器是一种能够根据设备的不同需求在不同条件下分别工作于升压和降压模式以实现能量双向流动的开关电源，它把两套单向直流变换器的功能集成到了一套直流变换器之上，大幅降低了设备的体积和重量，对设备的小型化、轻量化有重要意义。随着科技和生产的发展，对于双向DC/DC变换器的需求日益增多，主要有直流不停电系统、航天电源系统、直流电机驱动系统、混合能源电动汽车、军用装甲车辆电源系统等应用场合。本文所分析的推挽全桥双向直流变换器主要用于实现低压大电流到与高压小电流之间的功率变换，本文首先从理论上分析了此拓扑的双向能量流动的工作过程，其次通过MATLAB软件对电路升压和降压工作过程分别进行仿真，进而分析并验证电压变换的计算公式，进一步分析开关管在关断时产生电压尖峰的原因，并通过改进电路减小电压尖峰。2拓扑结构N2N3N1TV1LVLCV2S1S2S3S4S5S6D1D2D3D4D5D6图1图1是推挽全桥双向DC/DC拓扑结构，在低压侧串联了一个升压电感L把电压先升到一定值后再通过变压器升压输出高电压，解决了降压变换时低压侧输出电压无法达到要求的缺点，同时，该电感还能作为降压过程的滤波电感。3工作模态进行各个工作模态分析之前，作如下假设：所有开关管、二极管均为理想器件，所有电感、电容、变压器均为理想元件，变压器低压侧绕组匝数N2=N3。3.1升压工作模式：升压工作时，通过控制功率管S1-S2的驱动信号使低压侧管子工作在开关管状态，高压侧功率管S3-S6的驱动信号封锁，利用功率管的反并联二极管实现全桥整流。如图2所示是变换器在升压工作模式下的主要波形图。图中Ugs1和Ugs2分别是开关管S1和S2的驱动信号，Φ是变压器磁通，iL和VL分别是电感L上的电流和电压，Ton是开关管的开通时间，T是开关管的开关周期。tttttUgs2Ugs1ΦiLVL0T1T/2TonT图2（1）模态1[0-T1]：0时刻开通S2，此时S1仍旧开通，电流分别从N2的非“·”端和N3的“·”端流入，且理想状态下两端电流大小相等，所以变压器两原边绕组的合成磁势为0，磁芯状态不变，线圈中没有感应电动势，变压器原边处于短路状态，不向副边传递能量，此时L上的电压为V1，电感电流iL上升，电感储能，在T1时刻电感电流上升到最大值。（2）模态2[T1-T/2]:T1时刻开关管S2处于导通状态，这时关断开关管S1，电感电流经N3和S2构成回路，铁芯磁化，N3感应电动势上正下负，变压器副边电压也是上正下负，D4和D5导通，整流后输出电压V2,能量从V1传输到V2，T/2时刻电感电流下降到最低值，这时模态2结束。在这个模态中，电感电压：（3）模态3[T/2-Ton]：T/2时刻S2仍处于导通状态，此时开通S1，这个模态和模态1一样，变压器原边被短路，不向副边传输能量，负载能量由输出侧电容提供。（4）模态4[Ton-T]：Ton时刻开关管S1处于导通状态，这时关断开关管S2，电感电流经N2和S1构成回路，铁芯磁化，N2感应电动势上负下正，变压器副边电压也是上负下正，D3和D6导通，整流后输出电压V2,能量从V1传输到V2，T时刻电感电流下降到最低值，这时模态4结束。在这个模态中，电感电压由电感L的伏秒平衡可得=0设开关管S1、S2的占空比为D，由波形图可得：整理得理想情况下模态2的VN3和模态4的VN2绝对值相等，即：由以上各式可得变换器输入输出关系：3.2降压工作模式降压工作时，通过控制全桥侧的功率管S3-S6的驱动信号使高压侧管子工作在开关管状态，低压侧功率管S1-S2驱动信号封锁，由其反并二极管进行全波整流。如图3所示是变换器在升压工作模式下的主要波形图。图中Ugs(4,5)和Ugs(3,6)分别是开关管S4、S5和S3、S6的驱动信号，Φ是变压器磁通，iL和VL分别是电感L上的电流和电压，Ton是开关管的开通时间T是开关管的周期。tttttUgs(4,5)Ugs(3,6)ΦiLVL0T1T/2TonT图3（1）模态1[0-T1]：0时刻前S3、S6还处于导通状态，V2加在绕组N1上，电压为上负下正，绕组N2、N3端电压也是上负下正，D1导通，能量由V2侧传向V1侧。0时刻关断S3和S6，这时开关管S4、S5还未开通，N1上电压为0，没有能量传向副边，而电感电流iL不能突变，所以电感感应电势反向，使得D2导通，副边电感电流iL通过D1，D2续流，电感电压大小为V1。（2）模态2[T1-T/2]:T1时刻开通S4、S5，V2加在绕组N1上，电压为上正下负，绕组N2、N3端电压也是上正下负，D2导通，电感电流上升，能量由V2侧传向V1侧。在这个模态中，电感电压：（3）模态3[T/2-Ton]：T/2时刻关断S4、S5，此时S3，S6还未开通，工作过程同模态1。(4)模态4[Ton-T]：Ton时刻开关管S4、S5处于关断状态，这时开通开关管S3、S6，V2加在绕组N1上，电压为上负下正，绕组N2、N3端电压也是上负下正，D1导通，电感电流上升，能量由V2侧传向V1侧。在这个模态中，电感电压：由电感L的伏秒平衡可得=0由升压部分分析可知：理想情况下模态2的VN3和模态4的VN2绝对值相等，即：由以上各式可得变换器输入输出关系：4、MATLAB仿真电路参数设计：按升压变换设计了一台输入为22-32V，输出为255-285V，额定功率为P=3000W，频率为50kHz的变换器,取Dmin=0.55。1.高频变压器设计仿真模型中，为便于分析，变压器模块只考虑变压器漏感和原副边匝比而忽略其他因素，因此，仅设计变压器原副边匝比和确定漏感值：由公式：可得为了在规定的范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应该按高压空载来设计:取低压满载时占空比最大假设模型中变压器的三个绕组的漏感都为0.1uH2.滤波电感设计电感值的确定：现按最小输出功率Pmin时保证电感电流临界连续的条件，考虑额定负载时电感电流连续，导出所要求的滤波电感的电感值:5、电路仿真分析（1）升压模式仿真仿真条件为:输入V1=24V，P=3000W，L=4.6uH,n=7，变压器感Lk1=Lk2=Lk3=0.1uH，高压侧负载取R=50Ω。设D=0.7。仿真结果波形如下：图4（a）图4（b）图4（a）是开关管S1的电压波形图，显然，开关管的电压尖峰达到了600V以上，产生如此大的电压尖峰的原因是由于变压器漏感的存在。变换器工作过程中低压侧开关管存在一段同时导通的时间，这段时间变压器原边被短路，低压侧电压直接加在升压电感L上，因此原边电流不断增大，上升到最大值时，突然关断开关管S1，由于变压器漏感的存在，电流的急剧减小将产生巨大的电压尖峰加在开关管S1上，这可能导致开关管损坏。图4（b）是开关管S3的电压波形图，电压几乎没有尖峰。由图4可知，变压器漏感会对推挽侧开49.9449.94549.9549.95549.9649.96549.9749.97549.9849.98549.9949.99550-1000100200300400500600700时间(ms)S1驱动S2驱动S1电压（v）49.9449.94549.9549.95549.9649.96549.9749.97549.9849.98549.9949.99550-100-50050100150200250300时间(ms)S1驱动S2驱动S3电压（v）关管造成较大的电压尖峰，而对全桥侧几乎没有影响。因此，需要对原边电路进行改进以减小电压尖峰。减小电压尖峰的方法有：1、减小变压器漏感，但减小电感的同时将增大变压器的制作难度和成本，而且漏感不可能减小到0，因此，减小电感无法较大幅度地降低电压尖峰。2、在开关管两侧并联RCD缓冲电路，加了缓冲电路后的拓扑如图5所示。N2N3N1TV1LVLCV2S1S2S3S4S5S6D1D2D3D4D5D6R1D1'C1R2D2'C2图5RCD缓冲电路属于无源有损缓冲电路，开关管关断的时候，漏感产生的过电压通过二极管和缓冲电容迅速充电以减小电压尖峰，开关管再次开通时，电容中的电能通过开关管释放出来。下面通过对不同的R和C取值时的仿真结果对缓冲效果进行讨论：（a）R=50Ω,C=1nF（b）R=5Ω,C=100nF图6分析图6（a）和（b）可知缓冲电容越大，缓冲电阻越小，电压尖峰也就越小，缓冲效果越好，但是随之带来的是管子的通态平均电流增大明显，导致管子通态损耗增加，变换器效率下降。由以上分析可知，在选取较大的缓冲电容时选取尽量小的缓冲电阻能够在达到较好的缓冲效果同时降低变换器的通态损耗，因此本文取R=5Ω,C=100nF。（2）降压模式仿真仿真条件为:输入V2=280V，P=3000W，L=4.6uH,n=7，变压器漏感Lk1=Lk2=Lk3=0.1uH，低压侧负载取R=5Ω，设D=0.3。仿真结果波形如下：（a）（b）图7图7（a）、（b）分别为降压过程开关管S1和S3的电压电流图，49.9449.94549.9549.95549.9649.96549.9749.97549.9849.98549.9949.99550-100-50050100150200时间(ms)S1驱动S2驱动S1电压（V）S1电流（A）49.9449.94549.9549.95549.9649.96549.9749.97549.9849.98549.9949.99550-1000100200300400500时间(ms)S1驱动S2驱动S1电压（V）S1电流（A）49.9449.9549.9649.9749.9849.9950-100-50050100150200250300时间（ms）驱动S3驱动S4S3电压S3电流49.9449.9549.9649.9749.9849.9950-100-50050100150时间(ms)S3驱动S4驱动S1电压（V）S1电流（A）开关管的电压尖峰均比较小。降压过程中缓冲电路对电压尖峰和损耗的影响与升压过程类似，这里不再做过多分析。6、结论本文通过MATLAB搭建了一种推挽全桥的双向DC变换器模型，通过对模型的仿真验证了此变换器的能量双向流动的可行性，并通过对变换器工作过程中产生的电压尖峰采取了增加缓冲电路措施以降低尖峰，通过讨论缓冲电路参数变化对电压尖峰和通态损耗的影响来确定缓冲电路元件参数的选取原则，仿真结果基本符合理论分析结果，为下一步的实验打下了良好的基础。参考文献:[1]马兰，钱荔，肖岚.电流型推挽全桥双向变换器的研究[J].电力电子技术，2008,42（1）:21-22.[2]刘玉龙.一种基于推挽电路的双向直流变换器的研究[D].河北:燕山大学,2010.[3]张方华.双向DC-DC变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学,2004.[4]钱荔.推挽全桥双向DC-DC变