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1第5章高速信号的串扰分析串扰是不同传输线之间的能量耦合。当不同结构的电磁场相互作用时，就会发生串扰。在数字设计中，串扰现象是非常普遍的。串扰可能出现在芯片、PCB板、连接器、芯片封装和连接器电缆等器件上。此外，随着技术的进步和客户要求的提高，产品向物理尺寸更小、速度更快的方向发展，这使得数字系统中的串扰急剧增加。串扰将给系统设计带来很大的困难。所以，了解串扰的机理并掌握解决串扰的设计方法，对工程师而言是至关重要的。本章中将介绍引发串扰的机理，给出建模方法，并详细阐述串扰对系统性能的影响。5.1串扰基本知识5.1.1串扰的基本概念串扰是指当信号在传输线上传播时，因电磁耦合对相邻的传输线产生的不期望的电压噪声干扰。这种干扰是由于两条信号线间的耦合，即信号线之间互感和互容耦合引起的。容性耦合（当干扰源产生的干扰是以电压形式出现时，干扰源与信号电路之间就存在容性（电场）耦合，这时干扰电压线电容耦合到信号电路，形成干扰源）引发耦合电流，而感性耦合（当干扰源是以电流形式出现的，此电流所产生的磁场通过互感耦合对邻近信号形成干扰）则产生耦合电压。由于自身的逻辑电平发生变化，对其他信号产生影响的信号线称为“攻击线”（Aggressor），即干扰线。受到影响而导致自身逻辑电平发生异常的信号连线我们称为“牺牲线”（Victim），即被干扰线。串扰噪声从干扰对象上通过交叉耦合到被干扰对象上，表现为在一根信号线上有信号通过时，在PCB板上与之相邻的信号线上就会感应出相关的信号。图5-1中如果位于A点的驱动源称为干扰源（Aggressor），则位于D点的接收器称为被干扰对象（Victim），A、B之间的线网称为干扰源网络，C、D之间的线网称为被干扰对象网络；反之，如果位于C点的驱动源称为干扰源，则位于B点的接收器称为被干扰对象，C、D之间的线网称为干扰源网络，A、B之间的线网称为被干扰对象网络。图5-1串扰中的干扰源与被干扰对象当干扰源状态变化时，会在被干扰对象上产生一串扰脉冲，在高速系统中，这种现象很普遍。例如，当干扰源的信号有上升沿跳变（从0到1），而被干扰源保持为0电平，通过两2者之间的交叉耦合电容，在被干扰源上就会产生一个短时的脉冲干扰，如图5-2.a所示。类似的，在干扰源上有一个上升沿跳变（从0到1），而在被干扰源上有一个下降沿跳变（从1到0），由于交叉耦合的影响，在被干扰源上就会产生时延，如图5-2.b所示。图5-2a)短时脉冲干扰b)时延通常，依赖于干扰源和被干扰源上信号的跳变，被干扰线上产生四种类型的影响：正的短时脉冲，负的短时脉冲，上升时延，下降时延，如图5-3所示。图5-3四种不同影响从干扰线耦合到被干扰线上的电压与被干扰线上的电压是完全无关的。5.1.2串扰的来源当信号沿着传输线传播时，在信号路径与返回路径之间存在电场和磁场。这些场的分布不仅仅限于信号和返回路径之间的空间内，而是在周围空间延伸。我们把这些延伸出去的场称为边缘场。如果将两导线的间距加大，可看到边缘场的强度大大减弱。图5-4所示表明了在信号路径与返回路径之间的边缘场以及另一个网络分别在远处和近处时两者之间的相互作用情况。图5-4信号线附近的场分布3由图可见，第2根线处在边缘场的附近时，就有过多的耦合和串扰。归根结底，边缘场是引起串扰的根本原因。减小串扰最重要的方法就是使网络间的间距足够远，使其边缘场降低到可以接受的范围。在系统中的每两个网络之间，总会有边缘场产生的电感耦合和电容耦合。我们把耦合电感和耦合电容分别叫做互感和互容。互感是引起串扰的两个重要因素之一，互感系数Lm标志了一根驱动传输线通过磁场对另外一根传输线产生感应电流的程度。从本质上来说，如果“受害（Victim）线”和驱动线(侵略线)的距离足够接近，以至于侵略线产生的磁场将受害线包围其中，则在受侵略的传输线上将会产生感应电流，而这个通过磁场耦合产生的电流在电路模型中就通过互感参数来表征。在互感Lm的作用下，将根据驱动线上的电流变化率而在受害线上引起一定的噪声，噪声电压的大小与电流变换率成正比，通常可以由下式计算：,dIdriverVLnoiseLmdtm（5-1）由于感应噪声正比于信号的变化率,互感在高速数字电路的应用中显得尤为重要。互容是引起串扰的另外一个重要因素,互容是两导体间简单的电场耦合,这种耦合在电路模型中以互容的形式表现出来。互容Cm将产生一个与侵略线上电压变换率成正比的噪声电流到受害线：,dVdriverICnoiseCmdtm（5-2）同样可以看到：感应噪声也是正比于信号的变化率，因此互容在高速数字应用中也是非常重要的。需要说明的是，上式只是简易的近似公式用于阐述耦合噪声的机理。完整的串扰表达式将在后面给出。5.1.3电感和电容矩阵在一个系统中，如果传输线之间发生了严重的耦合，那么通常使用的单根传输线模型就不再适合分析传输线的电气特征，在这种多导线系统中,我们必须考虑互感和互容来全面评估传输线的电气性能。等式5-3和5-4描述了反映寄生耦合效应影响传输线系统性能的典型方法。电感矩阵和电容矩阵被通称为传输线矩阵。41112121221LLLNLLInductancematrixLLNNN（5-3）这里，LNN表示线N的自感，LMN表示线M和N之间的互感。1112121221CCCNCCCapacitancematrixCCNNN（5-4）在这里，CNN是指传输线N上的寄生电容。它包括导线N自身的对地电容及和其它传输线的互容之和。CMN就是传输线N和传输线M之间的互容。5.1.4均匀传输线的串扰由上节讨论可知，对于两根耦合的传输线，电容C矩阵和电感L矩阵是简单的2×2矩阵。非对角线上的元素分别表示了互容和互感的值。假设有两根50Ω的传输线，具有相同的耦合分布。同时，在线的两端接上等于其特性阻抗50Ω的端接，这样可以消除反射带来的各种影响。等效的电路模型如图5-5所示。图5-5一对紧耦合传输线和采用n段集总参数电路的等效电路模型当信号沿着作用线传播时，在作用线和静止线间有互容和互感，这是噪声电流从作用线流向静止线的唯一路径。而只在特定的区域，即dV/dt或dI/dt，耦合噪声才会流向静止线。5在电压和电流恒定的区域，没有耦合噪声电流。如图5-6所示，信号的前沿近似为线性斜率，上升时间为RT，噪声近似与V/RT和I/RT成正比。图5-6从作用线流向静止线的耦合噪声只在电压或电流变化的区域在任一时刻，流过互容的总电流为：dVICcmdt（5-5）其中，V为信号的电压；Cm为信号上升时间段内耦合的互容CCxCvRTmmLmL（5-6）其中，CmL为单位长度的互容；v是信号传播的速率；RT为信号的上升时间同时，注入到静止线上的瞬时容性耦合电流总量为：VICvRTCvVcmLmLRT（5-7）从作用线流入静止线的容性耦合电流只在作用线上信号的边沿处发生。但是，通过式（5-7）可知，耦合噪声电流总量与上升时间无关。而根据式（5-5），上升时间越快，则变化率dV/dt越大，所以可能认为容性耦合电流也越大。但是，上升时间越快，dV/dt的耦合线区域越短，并且用来耦合的电容就越小。因此，容性耦合电流只与单位长度的互容有关。按照相同的分析，互感感应到静止线上的瞬时电压为：dIIVLLvRTLvILmmLmLdtRT（5-8）其中，LmL为单位长度的互感；I为作用线上的信号电流同样可见，只在作用线上电压发生变化的地方，才有感性耦合噪声耦合到静止线上。静止线上产生电压噪声的值与信号的上升时间无关，只取决于单位长度的互感。静止线上的耦合噪声有四个重要的特性：1．瞬时耦合电压噪声值和电流噪声值依赖于信号的强度。信号强度越大，瞬时耦合噪声值就越大。62．瞬时耦合电压噪声值和电流噪声值依赖于单位长度互容和单位长度互感为度量的单位长度耦合量。当导线间的间距减小，单位长度耦合增加，则瞬时耦合噪声也会增加。3．速率越快，瞬时耦合的总电流越大。这是由于速率越快，上升时间的空间延展（spatialextent）就越长，在任一时刻发生耦合的区域也越长。信号的速率越大，电流流经的耦合长度增加，静止线上电流的密度保持不变。4．信号的上升时间不会影响总的瞬时耦合噪声电流或电压。上升时间越短，将会使单个互容和互感元件的耦合噪声增加。并且上升时间越短，信号沿的空间延展也越短，在任一时刻发生耦合的总互感和总互容也越小。5.2串扰机理分析5.2.1串扰引起的噪声前面已经阐述过了，串扰是由于临近两导体之间的互容和互感所引起的。因而在临近传输线上引起的感应噪声的大小和他们之间的互感和互容大小都有关系。例如，如果一信号进入传输线1(如图5-7)，由于互感Lm和互容Cm的作用,将在传输线2上产生一电流。由互容引起的电流分别向受侵害线的两个方向流动,而由互感引起的电流从受侵害线的远端流向近端，这是因为互感产生的电流总是与侵害线中的电流相反。所以，从受侵害线近端到远端的串扰电流由很多部分组成（见图5-7）。图5-7互容互感引起的串扰电流示意图()()IILICnearmnearm（5-9）()()IICILfarfarmm(5-10)受侵害线上近端和远端串扰噪声的波形可以从图5-8看出，当一个数字脉冲进入传输线,它的上升沿和下降沿将不断地在受侵害线上感应出噪声，在这里的讨论中，我们假设信号上升沿或者下降沿的变化速度非常快，远远小于传输线延迟。则根据前面的描述，一部分串扰7噪声将传向近端，另一部分将传向远端，也就是我们所定义的近端串扰脉冲和远端串扰脉冲。如图5-8，远端串扰脉冲将和侵害线上的信号同步流向终端，而近端串扰脉冲将起始于侵害线上信号变化沿出现时刻，并流向近端。这样，当驱动线上的信号变化沿在时间t＝TD（这里TD是信号在传输线上的延迟时间)到达传输线远端时，如果远端存在匹配，那么，侵害信号和远端串扰将在远端被匹配消除。同时，侵害信号的变化沿在被终端匹配消除前产生的最后一部分近端串扰信号将在t=2TD时才到达近端，这是因为，这部分信号又要经过整条传输线才能被传回近端。所以，对于一对被终端匹配好的传输线来说，近端串扰起始于t=0并且持2TD的时间，或者说两倍于传输线的电气长度。相反，受侵害线远端接收到的远端串扰起始于TD，持续时间为数字信号的上升或者下降时间。图5-8串扰噪声示意图串扰噪声的大小和形状很大程度上取决于耦合的大小与端接的情况。图5-9给出的等式和插图详细地描述了一条安静的受侵害线上由于串扰而得到的最大电压的状况。这里假设了受侵害线上存在多种端接策略，驱动线上也使用了端接来消除反射，使问题简化。这些等式8主要是用来估计串扰的幅度，并使读者了解特殊的端接策略对噪声幅度的影响。当图5-17中所示的拓扑结构变得更加复杂时，则必须采用类似SPICE的工具来进行仿真。图5-9各种匹配情况下的串扰反射示意图图5-9中假设了信号在传输线上的传输时间为两倍上升时间：TDXLC(5-11)在这里，X是指传输线长度，L和C是指单位长度传输线本身的电感和电容，注意：如果2TXLCr（例如，边沿变化率大于两倍的传输线延迟），近端串扰将不能到达其最大振幅，为了正确计算2TXLCr时的串扰电压，近端串扰只须乘以2/XLCTr即可，而远端串扰不会因为长度变化而改变。需要注意的是：当上升时间小于传输线时延时（长线情况），近端串扰的最大幅值和信号上升时间没有什么关系，而当上升时间大于传输线时延的时候（短线情况），近端串扰的大小和信号上升时间有一定关系。因为这个原因，定义长传输线的标准为传输线的电气时延必须大于信号的1/2上升时间（或下降时间），这时可以得到，近端串扰的幅度与线长无关（即前向串扰的饱和），而远端串扰则总是取决于上升时间和线长。应该指出的是图5-9中的公式假设了受侵害线上的终端电阻与传输线完全匹配，消除了不完全匹配的影响。为了重现这些影响，可以使用反射概念来分析。例如，假设图5-17中第一种情况的终端匹配电阻R并不等于受侵害线的传输线阻