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LLC设计步骤¾LLC的基本原理¾LLC的设计方法¾LLC的几个问题LLC的基本原理MOSFET适合零电压开关221DSCV开通损耗+MOSFET适合零电压开关关断损耗MOSFET的零电压开关MOSFET开通前,其Vds电压已经为零,则为零电压开通(ZVS)ZVS的实现需要驱动信号来时有电流从S到D流通,LLC可以实现VDSVGSir关断损耗避免不了LLC的架构LLC两个谐振频率()rpsrrsrspCLLfCLfLLk+===ππ21212LLC的详细工作过程AcrobatDocument输入FHA等效电路)2sin(122...5,3,1tfnnVinVinVsswnππ∑=+=)2sin(21tfVinVssππ=Ir输出FHA等效电路)2sin(41RsotfVVrϕππ−=)2sin(11RsRtfIIrϕπ−=12/02|)2sin(|12RTsRRoIdtfstITsIπϕπ=−=∫22118*8)()(ReππRIVtitVoorr===Vr1,Ir1同相,所以阻抗为电阻Vr1Ir1输出FHA等效电路等效到初级侧RnnRAC2228Reπ==orpVnnVVπ41==LLC的简化FHA等效电路)//(/1//442||11RacsLpsLrsCrRacsLpVVVVnnVinnVoGSPSP++====ππ1221VsVinVinVsππ=⇒=poorpVnVVnnVV441ππ=⇒==归一化增益LLC的稳压原理22222]}1)[(*)({}1)(*)1{()(*|)(|−+−+=xxQkxkxkfG输入或负载变化时引起Vp变化通过改变频率使1/sCr+sLr的分压相应改变，最终维持负载电压不变,即Vp不变frfx=ACsrRLfQπ2=spLLk=LLC的DC特性ZVS区域1ZVS区域2ZCS区域ZVS区域1的波形ffr开关频率大于谐振频率上管开通前电流由S-D流通谐振点的波形f=fr开关频率等于谐振频率下管开通前电流由S-D流通ZVS区域2的波形ffr开关频率小于谐振频率上管开通前电流由S-D流通ZCS区域的波形ffr2开关频率小于谐振频率上管开通前电流由D-S流通0电流由D-S流过Q2体二极管LLC的设计方法已知的条件1.输入电压范围2.输出电压、电流3.确定需要的谐振频率4.额定输入、输出满载时电源工作在fr附近1.变压器变比n2.需要的电压增益Gmax,Gmin3.Rac；k可简单得到的结果需要求解的量1.Q值，由此得到Cr,Ls,Lp2.最小、最大开关频率LLC的DC特性ZVS区域1ZVS区域2ZCS区域22222]}1)[(*)({}1)(*)1{()(*|)(|−+−+=xxQkxkxkfGGmax已知，3个变量，无法求出Q值GmaxK值的确定k=1k=4k=16K值越小，获得相同增益的频率变化范围越窄K值越大，获得相同增益的频率变化范围越宽K值的确定k=1k=4k=16k值越大，MOSFET在fr附近的导通损耗和开关损耗越低综合以上考虑k一般取2.5-6的范围Q值的讨论Gmax满足Gmax的Q值有很多Q对初级电流的影响ACsrRLfQπ2=()↑↓⇒+=↓⇒=↓⇒↓⇒LPmILpLsLLskLpLsQ*↓↑⇒+=ηπ22482822rmLLOrmsfLRnnRVIkK值固定后，在保证ZVS的条件下尽量选用大的Q值22222max]}1)[(*)({}1)(*)1{()(*||−+−+=xxQkxkxkG再看变量已知量仍有Q,x为未知量，需要新的条件才能解出Q值，从而确定Cr,Lr,Lm从阻抗想办法LLC的阻抗特性]}11[1*{*)//(122222222QkxxkxxjQkxkxQZoRacsLpsLrsCrZin++−++=++=ZinACrrRLfQLsLpkfrfxπ2===LLC的输入阻抗)||(1RacsLpsLrsCrZin++=ϕZVS的条件:电流落后于电压，即Zin为感性－－频率增加，阻抗增加电压波形电流波形Ø相位差Ø为0是感性容性的分界线LLC的阻抗特性⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛⎥⎦⎤⎢⎣⎡++−++=22222222111**QkxxkxxjQkxkxQZoZin22max)(1)1(1)(kxxkxQ−−=虚部为零，是感性容性的分界线，由此条件得到22222max]}1)[(*)(**{}1)(*)1{()(*||−+−+=xxkQxkxkG再看增益公式，把Qmax(x)带入公式，可求出x，再得到Qmax，从而得到Cr,Lr,Lm；令Q=0得空载工作频率已知量代换为x011222=++−Qkxxkxx只有x是未知量解求各参数22222min]}1)[(*)({}1)(*)1{()(*||−+−+=xxQkxkxkG已知量令Q=0由最高输入电压时的增益(Gmin)和空载条件(Q=0)求解最高工作频率1)(*)1()(*||22min−+=xkxkG只有x是未知量结果)11(12maxminGkffr−+=1**95.095.022maxmaxmaxmax−+==GGkGkQQrACsfRQLπ2*=spLkL*=QRfCACrr***21π=)11(1minmaxGkffr−+=ZVS的另一个限制dinstrayosspTVCCI)2(+)(44*Imax*minmpsinMaxpsinMaxLLfVTLLV+=+=核算ImIp，不满足重选QIpIm输入电压最高时的Im保证ZVS的Ip1.确定输入输出指标2.选择谐振频率和选择操作区域3.计算变压器变比和谐振元件值4.计算功率器件电压电流应力5.选择器件和变压器设计归一化的计算步骤实际计算步骤1.输入输出指标输入电压范围：VinMin=250V,VinMax=420V额定输入电压：VinNom=400VDC输出电压电流（最大值）：24V/10A,12V/4A输出功率：Po=24×10＋12×4＝288W2.选择谐振频率和工作区域谐振频率fr=100KHz额定输入输出时电源工作在fr3.计算变压器变比和谐振元件值3.1理论变比1.87.02424002=+=+=DoinNomVVVn实际计算步骤3.2最高、最低输入电压的增益6.1250)7.024(*1.8*2)(*2max=+=+=inMinVVdVonG952.0420)7.024(*1.8*2)(*2min=+=+=inMaxVVdVonGΩ===22882422OOLPVR5.1062*8*1.882222===ππLACRnR3.3计算等效为24V输出的负载电阻和反射电阻实际计算步骤3.4取k＝3426.016.16.13*6.1*395.01**95.02222maxmaxmax=−+=−+=GGkGkQKHzGkffr5.59)6.111(31100)11(122maxmin=−+=−+=KHzGkffr5.108)952.011(31100)11(1minmax=−+=−+=3.5计算Q,fmin,fmax,Ls,Lp,Cr实际计算步骤uHfRQLrACs72100*25.106*426.02*===ππnFQRfCACrr35426.0*5.106*100*21***21===ππuHLkLrp21672*3*===ALLfVprinMax36.3)21672(5.108*4420)(4I*max*m=+=+=ATVCCIdinstrayossp05.110*200420*10*500)2(912==+=−−3.6核算ImIppImI如不满足需降低Q或增大Lr+Lp4.计算功率器件电压电流应力实际计算步骤4.1初级电流有效值AfLRnnRVIrmLLOrms6.182822422=+=π4.2MOSFET电压,电流最大值,电流有效值AIIrmsMosrms13.126.12_===VVVinMaxMos420==OCPMosMaxII=_dsdsMosrmslossConductRRIP28.12__==实际计算步骤4.3次级整流管电压,电流,损耗(24V输出）4824*2*2_===OMaxDVV)24(52102_VAIIoAvgD===WIVPAvgDAvgConductDlossConductD5.35*7.0*_____===4.4谐振电容电流有效值、最大电压AfLRnnRVIIrmLLOrmsrmsCr6.1828224_22=+==πrrOCPrrMaxrmsMaxinMaxCrCfICfIVVππ2242021**22___+=+≅实际计算步骤4.5输出电容的电流有效值(f=fr,24V输出)AIIIIoooRmsCo32.28822222_=−=−⎟⎠⎞⎜⎝⎛=ππ5.选择器件和变压器设计实际计算步骤MOSFET:满足20％裕量,电压500V，电流从发热和Coss考虑(保证高压时ZVS)Cr:满足RMS电流的要求，电压为计算值1.5倍左右Co:满足RMS电流要求D:电压满足20％裕量;电流考虑到不平衡,取40％裕量，其余从发热考虑变压器实际变比35.9313*1.81**=+=+=+=kknLpLpLrnnreal实际计算步骤初级最小匝数(EER40)5.3210*149*4.0*5.59*2)7.024(35.9**2)(3min_=+=∆+=edorealMinPABfVVnN选择次级匝数，计算初级匝数使其大于32.5TN12=2T;N24=4TNp=9.35*4=37.433最终结果：Np=37TN12=2TN24=4TLLC的几个问题讨论1.变压器变比和结构2.电流不对称3.控制环路LLC变压器磁阻模型除了普通变压器的空气漏磁外,LLC变压器有新的漏磁路径，使漏感很大磁电对偶关系得到电路模型LLC变压器电路模型半个周期只有一路导通漏感会使谐振时的输出电压变高LLC变压器电路模型由于fr时的增益1,实际变比比理论变比大才能得到理论电压a为理论变比,n为实际变比LLC变压器漏感的调整增加初次级的距离增加了漏感一个变压器实测结果初次级都不加3.6mm档墙Lm=680uH,Ls=123uH在次级加3.6mm档墙Lm=680uH,Ls=140uH初级加3.6mm,次级不加3.6mm档墙Lm=700uH,Ls=146uH初级、次级都加3.6mm档墙Lm=700uH,Ls=160uH档墙次级加的位置可能的变压器集成方式ABCD驱动不对称造成电流不对称实际测量结果：•二极管经受2.4%的占空比失衡时，就会存在±20%的RMS电流失配•导致二极管过度设计驱动对称就好了吗？驱动几乎完全对称电流不平衡由正负半周的漏感不同引起双线并绕可以减少这种情况LLC控制环路1.由于调制频率在谐振频率范围，LLC不适合于状态空间法2.见于论文的是扩展描述法，但相当复杂3.目前常用的是时域仿真的方法优点：只需要开关模型，很多软件工具可用，如Simplis。结果和实际一致（其实就相当于网络分析仪测试）缺点：无法取得零、极点的数学表达，所以不能用数学工具设计反馈高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1LoaddecreaseLPFmovesESRzero10KHzDoublepole25KHz(Fr=66KHz,simulationsaround90KHz)Doublepole10KHzESRzero10KHzLPFmovesLoaddecrease(Fr=66KHz,simulationsaround75kHz)高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1.一个零点，有电容的ESR形成2.一个低频极点，其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关当负载减小时极点的位置往低频移动3.差频双极点,频率在(f-fr)，当开关频率接近谐振频率时，双极点分成两个极点(低Q值双极点)，一个接近于低频极点，一个在比较高的频率DoublepoleQfactorofdoublepolechangeswithloadESRzeroRHPZ谐振频率处不同负载时的小信号传递特性谐振频率处不同负载时的小信号传递特性1.一个零点，有电容的