一种新型微型光伏逆变器的研究

•201•ELECTRONICSWORLD・技术交流基于反激式微型逆变器的断续工作模式和临界工作模式的混合运行模式，本文提出一种新型带有缓冲电容的反激式光伏逆变器。该缓冲电容能够限制反激式逆变器主开关关断时的电压过冲，以便使用电压等级更低的开关管。它还可以回馈反激式逆变器中储存在变压器漏感中的能量，还可以限制开关管在关断过程中的电压上升斜率为反激式逆变器主开关提供软开关，以得到更高的效率利用临界工作模式下的反激式逆变器的自然谐振，新的控制方法为该模式下的主开关提供ZVS和ZCS。引言：随着能源的不断消耗不断增加和化石燃料燃烧导致的环境污染问题日益严重，世界各国开始加大对新能源的开发利用。光伏发电是现今应用范围最广的新能源发电技术。在光伏发电系统中，光伏逆变器是最关键的核心部分，而在小功率分布式光伏发电系统中，具有模块化、独立MPPT能力和低安装维修成本的微型逆变器结构已成为发展趋势。过去若干年，由于增加的能量采集、“即插即用”模式、模块化和灵活性，光伏微型逆变器在并网光伏系统中得以大量应用。在众多微型逆变器拓扑中，反激变换器以其结构简单、易控制和电气隔离特性等优点成为微型逆变器拓扑的首选。图1传统反激式微型逆变器图1所示为传统反激式微型逆变器，包括去耦电容、反激变换器、全桥和LC滤波器。一个简单的方波控制信号控制全桥以电网频率开关，在反激逆变器和全桥之间的直流环节产生整流正弦波。由几个并联电解电容组成的去耦电容保持恒定的输入功率和以二倍电网频率震荡变化的输出功率之间的功率平衡。光伏微型逆变器需要的其他功能在反激式光伏微型逆变器上都有体现。传统等反激式变换器工作在硬开关状态，变压器二次测的二极管通态损耗和反向恢复损耗也比较大。为了提高效率和功率密度，在详细研究了反激式逆变器等DCM和BCM工作模式后，提出了一种混合控制模式。为进一步提高反激式微型逆变器系统等加权效率，在反激式逆变器高压侧采用了同步整流技术，使整体效率得到少量提升。提出了一种非互补的有源钳位控制方法，通过减少循环能量实现满载和轻载运行状态下的高效不仅如此，通过系统的损耗计算，DCM工作模式下计算合适的设计参数可以得到最大的加权效率。研究了有源箝位技术、准谐振技术等在反激变换器中的应用，其他提高效率的方式还有RCD箝位技术和双管反激变换器等。本文提出的低功耗反激变换器结合了BCM/DCM混合控制和准谐振技术，仅在BCM模式下实现准谐振，实现反激式逆变器效率的提高。1.低功耗反激变换器的基本工作原理1.1模态分析图2（1）为该低功耗反激变换器的原理图，其中Lm为原边电感，Lk为原边漏感，Sa是辅助开关，Cs是吸收电容。变换器在工作在电流断续模式（DCM）或电流临界断续模式（BCM）时，其输出有电流源特性，可采用原边峰值电流控制技术，使变压器原边峰值电流的包络线呈正弦全波形状，从而使副边的电流也能呈现正弦全波，就可减小最后并网电流的谐波总失真。DCM模式下开关频率较低且固定，输出功率小时效率较高，功率大时效率较低；BCM模式下功率密度和功率转化率较高，但是开关损耗大，因此传输功率小时效率低。为提高效率，变换器工作在BCM/DCM混合控制模式，轻载时工作在DCM模式，重载时辅助开关开通，工作在“BCM+准谐振”模式，将缓冲电容加在主开关的漏极和源极之间。此工作模式可以有效减小主开关关断时的过冲电压并减小关断损耗，实现零电压开通，辅助开关的开关频率只有2倍工频而已，且辅助电容的大小只有几十纳法。图2（2）其主要工作波形。图2低功耗准谐振反激变换器原理图和工作波形图3所示为“BCM+准谐振”模式下一个工作周期内的工作波一种新型微型光伏逆变器的研究华南理工大学电力学院陈刚 谢运祥 张峰•202•ELECTRONICSWORLD・技术交流形，辅助开关在此模式下保持开通，图4为‘‘BCM+准谐振’模式下’各个工作模态下的等效拓扑，假设VPV和VO在一个开关周期内保持不变。图3“BCM+准谐振”模式下的工作波形（1）开关模态1（t0-t1）:t0时刻主开关S开通，输入电压Vin加在电感两端，反激变换器副边二极管不导通，负载由输出电容Co供电，反激变换器原边电流iLm从0线性增加直至iref，此时t1时刻控制主开关S关断，模态1结束。（1）（2）TDCM是DCM模式下的开关周期，Po是变换器输出功率，N是变压器匝比，ω是电网电压角频率。（2）开关模态2（t1-t2）:t1时刻主开关S关断后，变压器原边电路的电感(Ltot=Lm+Lk)和电容Ctot发生谐振，储存在变压器漏感Lk内的能量通过原边电感释放到主开关寄生电容Coss和吸收电容Cs两端，给两个并联电容充电，谐振频率为：（3）此时并联电容两端的电压即vds上升，谐振时间相对开关周期非常短，因此vds在谐振阶段可视为线性增长，当vds从0上升到(Vin+Vo/N)时此阶段结束，原边电流不变。该吸收电容的存在实际上是增加了主开关的寄生电容，使谐振时被充电的电容容量增大，充电时间t12增大，减缓了vds上升速率，从而减小了主开关S的开关损耗。（4）Ctot是吸收电容和主开关寄生电容的总容量，iref是该谐振发生时的原边参考电流值。（3）模态3（t2-t3）:当t2时刻vds上升到(Vin+Vo/N)时，变压器原边绕组两端电压为Vo/N，变压器副边绕组两端电压为Vo，此时副边二极管D导通，储存在变压器漏感内的能量通过二极管给副边负载供电并给输出电容CO充电，CO两端的电压为VO，理想情况下变压器漏感Lk两端电压为零，vds被钳位在(Vin+Vo/N)不变，变压器副边电流iD线性减少至零，变压器原电流也线性减少至零。此阶段的时间为：（5）（4）模态4（t3-t4）:t3时刻副边电流降为零，进入开关模态4。在模态3中变压器原边绕组电压被钳位在Vo/N，模态4中由于副图4各个工作模态下的等效拓扑图5•203•ELECTRONICSWORLD・技术交流边电流为零，副边绕组电压不会钳位原边绕组的电压，导致原边电感和原边电容谐振，原边电容两端电压谐振减少，能量被回馈到输入端，原边电流从电容流回到输入端以完成吸收电容复位。如果模态3中vds满足：那么vds会在半个谐振周期内降为零，t34是vds的下降时间，（6）（5）模态5（t4-t5）:当励磁电流反向流过主开关的反向并联二极管时，主开关S开通，此时可实现零电压开通。励磁电流过零点到主开关开通时刻的延时时间Td为半个谐振周期，即t34的最大值，以保证vds降到最小值。1.2控制策略微型逆变器的主电路控制如图5所示：采样得到的输入电流iPV和输入电压vPV经过最大功率跟踪模块(MPPT)得到最大输入功率Po，采样得到的电网电压经过锁相环(PLL)得到电网电压的相角θ，在得到DCM和BCM工作模式的正弦半波参考电流（irefDCM和irefBCM）之后，微型逆变器根据传输功率大小选择工作模式以得到最终的参考电流iref。采样得到的原边电流ip和副边电流id用来控制DCM模式下的开关管关断信号、BCM模式下的开关管关断和开通信号，使反激变换器输出正弦半波的电压和电流。利用锁相环得到的电网电压相角来控制后级全桥电路开关管的开通与关断，使反激变换器输出的正弦半波电压电流变为正弦电压电流，经LC滤波器滤波后并网。2.实验结果如图6（1），是BCM工作模式下主开关的驱动电压和漏、源极间电压的波形，（2）和（3）是图（1）的放大，可以看出，当驱动电压降为零，主开关关断，vds上升并有过冲，由于吸收电容的存在，使得vds的上升速度减慢、过冲幅值降低，同时，吸收电容和原边电感的谐振作用使vds波形谐振变化并很快稳定在(Vin+Vo/N)。从图中还可以看出vds在副边电流降到零后开始谐振下降，当vds下降到零并经历一小段延时后主开关的驱动电压再次上升，主开关开通。（4）是电网电压vg和输出二极管电流id的波形图，由于采用峰值电流控制，副边电流和原边电流一样呈现正弦半波形状，且与电网电压同相位。（5）是经全桥逆变后的电压波形与电网电压波形图，全桥电路的控制信号来自采样电网电压过零点采样，以保证逆变后的输出电压和电网电压同相位，达到并网的要求。3.结论本文提出一种新型反激式微型光伏逆变器，通过在传统反激式光伏逆变器的主开关两端加入吸收电容并采用DCM/BCM混合控制来降低总谐波失真，在进入BCM模式时有效地加入吸收电容，来改变电路参数，从而达到提高逆变器整体效率的目的，并通过实验验证了新型微型逆变器的各个工作模态，证明了该方案提高了原有有源钳位控制方法下微型逆变器的效率。图6