一种改进的LLC变换器谐振网络参数设计方法

第28卷第33期中国电机工程学报Vol.28No.33Nov.25,200862008年11月25日ProceedingsoftheCSEE©2008Chin.Soc.forElec.Eng.文章编号：0258-8013(2008)33-0006-06中图分类号：TM46文献标志码：A学科分类号：470⋅40一种改进的LLC变换器谐振网络参数设计方法马皓，祁丰(浙江大学电气工程学院，浙江省杭州市310027)AnImprovedDesignMethodforResonantTankParametersofLLCResonantConverterMAHao,QIFeng(CollegeofElectricalEngineering,ZhejiangUniversity,Hangzhou310027,ZhejiangProvince,China)ABSTRACT:FordesignofresonanttankinLLCresonantDC/DCconverter,animproveddesignmethodisproposedbasedonfirstharmonicanalysisandsimulationintimedomain.AwelldesignedresonanttankcouldimprovetheperformanceofLLCresonantconverter.BasedondetailedanalysisaboutLLCresonantconverter’svoltagegaincharacteristic,zerovoltageswitching(ZVS)restriction,devicestressandtrans-missionefficiencyofresonanttankwiththefirstharmonicapproximationmethod,thelimitationthatthefirstharmonicapproximationmethodcouldnotdescribevoltagegaincharacteristicpreciselywaspointedout.Thenanimproveddesignmethodofresonanttankcombiningfirstharmonicapproximationandsimulationintimedomainwasproposed.Thedesignprocedurewaspresented.Bytheresonanttankparametersobtainedfromtheproposedmethod,a220Wphototypewasbuiltup,andtheexperimentalresultsverifiedtheimproveddesignmethod.KEYWORDS:LLCresonantconverter;firstharmonicanalysismethod;simulationintimedomain摘要：对于LLC谐振式直流变换器，提出一种基波分析法结合时域仿真的改进型谐振网络参数设计方法。在LLC谐振式变换器的设计中，谐振网络参数的设计对于变换器的性能具有重要影响。该文在采用基波分析法对LLC谐振式直流变换器的电压增益特性、零电压开通(zerovoltageswitching，ZVS)条件、器件应力和谐振网络传输效率进行详细分析的基础上，指出基波近似分析方法不能准确反映谐振变换器电压增益特性的缺点，并提出一种基波分析法结合时域仿真的改进型谐振网络参数设计方法，给出其设计过程。基于所提出的方法设计的参数建立一台220W的样机，实验结果证实了所提出改进型设计方法的正确性和可行性。关键词：LLC谐振式变换器；基波分析法；时域仿真0引言谐振变换器因其可满足开关电源高开关频率、高变换效率和高功率密度的发展趋势，近年来得到了广泛关注。其中，如图1所示的LLC谐振变换器[1-9]由于兼具串联谐振变换器和并联谐振变换器两者的优点，而且容易利用寄生参数实现，成为研究的热点。LLC谐振变换器的设计主要围绕3个参数——变压器变比n、谐振网络的品质因数Q、励磁电感与串联谐振电感的比值λ进行的。文献[1-3]从不同角度提出了LLC谐振变换器参数的优化设计方法，但这些方法都是基于基波分析法得到的。由于基波分析法忽略了谐振电流中的谐波成分，当开关频率低于或高于串联谐振频率时，会造成较大偏差。借助仿真工具，对LLC谐振变换器进行时域范围内的仿真，可较为精确和直观地反映出变换器的特性，但是由于LLC谐振变换器有3个变量需要设计，它们有许多组合，因此无法对参数进行比较和优化。在本文中，提出将基波分析法和仿真方法相结合的设计思路，即先通过基波分析法得到一些限定条件，将参数的变化限定在某一范围内，再通过仿真方法对这一范围内的参数组合进行比较，得到较为优化的参数。+−iDCiD1iD2UDCugs2ugs1S1S2uds1uds2irCrLrLmimD1NS1NS2D2C0R0u0+−NPn:1Ucs图1LLC谐振变换器的结构图Fig.1StructureofLLCresonantconverter1基波分析法得到的限制条件1.1变换器的直流增益LLC谐振变换器的谐振网络可等效为图2所示第33期马皓等：一种改进的LLC变换器谐振网络参数设计方法7LrCrus1LmRequp+−图2LLC谐振变换器谐振网络的等效电路图Fig.2EquivalentcircuitofLLCresonanttank的电路图，其中Req是折算到原边的负载电阻，其值为22eqo(8/π)RnR=。由图2可得到谐振网络的交流增益[10]：p()222s1211(1)()nf,,QnnnuMu++Qfffλλλ==−⋅−(1)式中：up为变压器原边电压方波的基波有效值；us1=DC2/πU为谐振网络输入电压的基波有效值；rrr2π1fLC=为串联谐振频率；0rr/ZLC==rrrr12π2πfLfC=为特征阻抗；0eqZQR=为品质因数；rmLLλ=为电感比；rnfff=为归一化频率。LLC谐振变换器的直流增益可表示为oDC1(,,,)(,,)2nnUGfQnMfQUnλλ==(2)在设计参数时，要保证在设定的频率变化范围内，变换器的直流增益能满足输入电压变化的要求。1.2谐振开关管的ZVS条件谐振变换器之所以能实现较高的开关频率和较高的效率，在于它能通过电路元件的谐振实现软开关。通过合理的设计参数，可使LLC谐振变换器在整个输入电压变化范围、不同负载情况下均能实现原边谐振开关管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)的ZVS。定义图2所示的谐振网络的输入阻抗为s1inreqmrr()1()()usZs+sL+R//sLissC==(3)用特征阻抗Z0对输入阻抗进行归一化得到2in0(,,)j1(,,)jjnnnnnnnZfQffZfQZfQfλλλ−==++(4)要实现MOSFET的零电压开通，需要使谐振网络的输入电流滞后于输入电压的基波，即要求谐振网络的输入阻抗呈感性。令式(4)所示的谐振网络阻抗的虚部为0，此时的相角为0，可得到谐振网络阻抗呈容性或感性的边界条件。固定λ和Q值，可求得此时的归一化开关频率为222222(1)[(1)]4(,)2nZQQQfQQλλλλλλ−−+−++=(5)保持谐振网络呈感性的情况下，谐振变换器电压增益的最大值为max(,)[(,),,]nZMQMfQQλλλ=(6)在M−fn平面上画出[Mmax(λ,Q)，fn(λ,Q)]的轨迹，如图3所示，其关系式为max2(,)(1)nnnfMffλλλ=+−(7)在上面的分析中没有考虑MOSFET的驱动脉冲存在的死区时间。令Coss表示MOS管d、s两端的寄生电容，θ表示谐振网络输入电流滞后于输入电压的角度，TD表示死区时间，Pin_dc表示输入到谐振网络的有功功率，由文献[11-13]的分析可知，考虑了死区时间后MOSFET在整个工作范围内实现ZVS的条件为[][]2ossDCDin_dcIm()2tanRe()nnnnZf,,QCUZf,,QTPλθλ=≥π(8)2.782.221.671.110.560.000.20.61.01.41.8fnM边界线图3谐振网络阻抗呈容性和感性的分界线Fig.3BoundarybetweencapacitiveandinductiveregionsofLLCresonanttankimpedance1.3谐振变换器的元件应力谐振变换器的元件应力主要与谐振电流的大小有关[10,14-15]。由式(3)定义的输入阻抗的幅值为2222ineq221(1)()11()nnnnQfffZRQfλλλ+−+−=+(9)则谐振电流的有效值为rs1inIUZ=，用DCU/0Z归一化谐振电流的有效值，可得归一化值为22r0222211()21(1)()nnnnQfQIQfffλλλ+=π+−+−(10)8中国电机工程学报第28卷谐振电容Cr上的电压峰值可表示为rcrDCr212IU+UCω=(11)用UDC归一化后的值为r0Cr0212nIUf=+(12)λ和Q的取值对归一化谐振电流值的影响如图4~5所示。2.52.01.51.00.50.00.20.61.01.41.8fn归一化原边谐振电流Q=0.1Q=2Q=1Q=0.5Q=5Q=0.2图4不同Q值下的归一化原边谐振电流值(λ=0.2)Fig.4ValuesofnormalizedprimaryresonantcurrentatdifferentQvalues(λ=0.2)0.60.40.20.00.00.40.81.21.62.0fn归一化原边谐振电流λ=0.1λ=0.33λ=0.25λ=0.2λ=0.167图5不同λ值下的归一化原边谐振电流值(Q=1)Fig.5Valuesofnormalizedprimaryresonantcurrentatdifferentλvalues(Q=1)1.4变换器的传输效率用Rcon表示包括功率MOSFET导通电阻、谐振电容等效串联电阻(equivalentseriesresistance，ESR)、谐振电感和变压器导线电阻等在内的回路阻抗，则励磁电流流过这些阻抗时所损耗的功率为22DCconrconr0con0()UPIRIRZ==⋅(13)传递到负载的功率可表示为222(,,)s1preqeqnfQMUUPRRλ==(14)则谐振网络的传输效率为rcon222rconcon2eq1(/)1nPPPQ+fRRQηλ==++⋅(15)图6是Rcon/Req=0.0075时的谐振网络传输效率曲线。从中可看到，谐振网络的传输效率随Q值的增大而增大，同时随λ值的增大而减小。0.100.661.22fn(a)λ=0.2ηconQ=0.5Q=1Q=21.000.910.820.560.730.650.100.661.22fn(b)λ=0.5ηconQ=0.5Q=1Q=21.000.970.950.880.930.90图6谐振网络传输效率与频率的关系Fig.6Relationshipbetweenefficiencyofresonanttankandfrequency2基波分析法的局限性基波分析法忽略了谐振网络中的高次谐波以便于在频域内进行分析和推导，而且在频域分析时没有考虑死区时间、变压器的耦合系数等实际情况。近似必然导致分析结果会与实际情况存在偏差，尤其是在电压增益特性上，因为谐振网络输入电压的高次谐波也会为负载提供能量，而变压器的耦合系数会影响能量由原边传送到副边的效率。用Pspice软件对表1的参数进行开环仿真，并对谐振网络的电流进行傅里叶分解，从中可看出，当开关频率等于串联谐振频率时，谐振网络的电流主要为开关频率的基波分量，如图7所示。可当开关频率小于串联谐振频率时，谐振网络的电流中出现了开关频率的3次谐波和5