BJT与MOSFET的开关应用

电路中的BJT与MOSFET前段时间，一同学跟我说，他用单片机做了一个简单的LED台灯，用PWM的方式控制灯的亮度，但是发现BJT总是很烫。他给我的电路图如图一，我问他3V时LED的发光电流是多大，他说大概十几到二十mA，我又问他电阻多大，他说10KΩ。于是我笑笑说你把电阻小一点就好了。他回去一试，说用了个1KΩ的电阻，就没有任何问题了。我很失望他没有问我为什么要这么做，这可能是大多数电子爱好初学者存在的问题，他们的动手能力很强，但是并不注重基本的理论知识。他们大多数情况下都是“依葫芦画瓢”，借用现成的电路使用，就连参数和器件型号的选择都疏于考虑。图一案例一在电子设计制作中，双极性晶体管（BJT）和金属---氧化物---半导体场效应管（MOSFET）是用得最多的有源器件。这里笔者试图以自己积累的一些经验来谈一下BJT与MOSFET的原理及电路中的具体应用。考虑到多数（分立元件）情况下，这两种器件在现代电子电路中一般作为开关器件，而恰恰相反的是，我们大多数的教科书却着重于介绍这两种器件的放大状态，所以这里仅讨论这两种器件作为开关器件时的特性和应用。大多数人应该都有这么一个概念：BJT为电流控制型器件，MOSET为电压控制型器件。至于为什么这么说，通过以下的介绍，读者应该都能够很清晰地认识。首先我们来讨论BJT作为开关时的相关理论和基本应用。图二所示的电路中，我们从Q的基极注入电流IB，那没将会有电流流入集电极，大小关系为：IC=βIB。而至于BJT发射结电压VBE，我们说这个并不重要，因为只要IB存在且为正值时，这个结电压便一定存在并且基本恒定（约0.5～1.2V，一般的管子取0.7V左右），也就是我们所讲的发射结正偏。既然UBE是固定的，那么，如果BJT基极驱动信号为电压信号时，就必须在基极串联一个限流电阻，如图三。此时，基极电流为IB=（Ui-UBE）/RB。一般情况省略RB是不允许的，因为这样的话IB将会变得很大，造成前级电路或者是BJT的损坏。图二BJT开关基本形式图三电压信号驱动BJT接下来进入我们最关心的问题：RB如何选取。前面说到过IC=βIB，为了使晶体管进入饱和，我们必须增加IB，从而使IC增大，RC上的压降随之增大，直到RC上几乎承受了所有的电源电压。此时，UCE变得很小，约0.2～0.3V（对于大功率BJT，这个值可能达到2～3V），也就是我们所说的饱和压降UCE（sat）。如果达到饱和时，我们忽略UCE（sat），那么就有ICRL=βIBRL=Vcc。也就是只要保证IB≥IC/β或IB≥Vcc/(βRL)时，晶体管就能进入饱和状态。我们现在回到文章开头的例子：Vcc=12V，集电极电流为5个LED并联的发光电流，以单个20mA算，IC=5×20=100mA。按照之前的取值，我们可以得到基极电流IB≈(5-0.7)/10=0.43mA（假设单片机为TTL电平输出）。那么要求BJT的直流电压增益应该满足β≥IC/IB≈233。很多读者会有疑问，这个β值应该是很容易满足的啊，为什么还会出现前面所讲的故障呢？我们看一下图四所示的曲线，这是我们常用的一款小信号BJT，型号为MMBT3904的直流电压增益曲线。从图中可以看出，BJT的共射极直流电压增益hFE（也就是通常意义下的β）不仅是温度的函数，而且与集电极电流有关。在一定的集电极电流范围内，hFE基本为常数，室温下超过200；但是当集电极电流大于一定值时，hFE就急剧下降。产生这一现象的机理我们在这里就不讨论了。回到前面的例子，如果这个BJT为MMBT3904，集电极电流达到近100mA，此时的β（或hFE）已经下降到只有40左右了（事实上对于其他型号的大多数小信号BJT都有相同结论），我们反推一下允许的最大基极电阻值：IB≥100/40=2.5mA,RB≤(5-0.7)/2.5=1.72KΩ。图四直流电压增益与集电极电流之间的关系而实际应用中，IB并不是越大越好，因为IB对外电路来说是没有实质作用的，它仅仅是维持BJT可靠导通的必要条件。IB越大，驱动部分的损耗也就越大，从而降低了电路的效率。另外，IB的大小不仅决定了BJT能否可靠的导通，同时影响BJT的开关速度，这点后面将会提到。下面讨论MOSFET，很多初学者对于这种器件是相当陌生的。仍然是我遇到的一个案例，曾经有个同学刚刚接触机器人，他试图用MOSFET驱动机器人上的电机。他当时给我是这样描述的，他说不管单片机输出的是PWM波还是高电平信号，电机转速都很慢，并且MOSFET很烫，最终烧坏。当我看到图（图五）时，我没有说话，因为这样的电路可以看出，他对功率MOSFET基本上没有概念，在他看来，似乎就和BJT一样使用。图五案例二为了初步了解MOSFET，我们这里很有必要介绍一些必须的理论知识。这里仅讨论增强型MOSFET，并以N沟道器件为例。对于分立的增强型MOSFET，衬底一般和源极接到一起，且栅极与衬底间为氧化层，实际上是一层绝缘体。所以栅源之间的电阻非常大，静态时，几乎没有电流流入栅极。这一点应该是大多数人都知道的。如图六，给MOSFET的漏源之间加上正偏电压，当栅源电压Ui的增加到一定值（即阈值电压Vth）时，开始有电流ID流入漏极。随着Ui的继续增加，ID增大，RL上承受的电压也随之增大。当Ui足够大时，RL上承受了几乎所有的电源电压，ID也达到一定的值而不再增加。此时MOSFET进入线性区，漏源之间有一个较小的压降。但需要注意的是，这个压降和前面讲到的BJT的饱和压降不同，这个压降不是一个固定的值，而是与漏源之间的电流ID呈正相关（几乎是线性）关系。这个电压可以这样计算：VDS(on)=IDRon。其中Ron为导通电阻，是我们在商品MOSFET的数据手册中常见的一个参数，它表征着MOSFET的导通损耗。图六MOSFET开关基本形式从上面的分析可以得知，MOSFET作为开关时，我们只要在栅源之间加一个足够大的电压，MOSFET就能充分导通。此时MOSFET上的压降为漏源电流与导通电阻的乘积。不同功率的MOSFET，要求的栅源电压不一样。对于常见的TO220、TO252封装的功率MOSFET，通常取这个值为10～15V。而对于SOP8、SOT23等封装的低压MOSFET，这个值可以取得低一点。一般的数据手册会给出导通电阻随栅源电压变化的曲线。图七为常用的型号为AO3400的低阈值功率MOSFET导通电阻随栅源电压变化的曲线图。图七导通电阻与栅源电压之间的关系我们注意到，图中指定了漏源电流为5A，这暗示着MOSFET的导通电阻同时与漏源电流有一定联系。我们再看图八，同样来自于AO3400的数据手册。不难看出，在VGS较小时，Ron并不是一个常数，而是随着ID的增加而增大。原因就在于我们前面提到的，讨论导通电阻Ron时，应当使得MOSFET充分导通。漏源电流越大，使得MOSFET充分导通将会变得越困难，因为要求的栅源电压就会越高。所以，当栅源电压不是足够大时，MOSFET并没有充分导通，MOSFET并没有进入线性区，所以导通电阻也就会同时依赖于漏源电流。图八导通电阻受漏源电流影响的曲线那又读者或许会问，如果图五案例中的MOSFET改成低阈值的器件是不是就没有问题了呢？我们说不一定，因为至此，我们还没有涉及到MOSFET驱动电压该怎么加的问题。前面我们说栅源之间的电阻大到几乎是绝缘体的电阻，那么栅极电阻RG的取值可以很大或者很小应该都是没有问题的。而事实上当对开关速度没有要求时，确实是这样的，对一般的MOSFET，RG的取值从几欧姆到上兆欧姆都是可以正常开启的。图五的案例如果不需要PWM调速或者PWM的频率很低时，把IRF540换成低阈值的MOSFET的话，或许正常工作是没有问题的。但是我们应该都清楚，MOSFET的栅极和漏源之间都是介质层，因此栅源和栅漏之间必然存在一个寄生电容CGS和CGD，沟道未形成时，漏源之间也有一个寄生电容CDS，所以考虑寄生电容时，MOSFET的等效电路就成了图九的样子了。但是，我们从MOSFET的数据手册中一般看不到这三个参数，手册给出的参数一般是CISS、COSS和CRSS，它们与CGS、CGD、CDS的关系如下：CISS=CGS+CGD(CDS短路时)，COSS=CDS+CGD，CRSS=CGD图九考虑寄生电容时的MOSFET模型图十考虑寄生电容时的MOSFET驱动电路下面看一下这些寄生参数是如何影响开关速度的。如图十，当驱动信号Ui到来的一瞬间，由于MOSFET处于关断状态，此时CGS和CGD上的电压分别为UGS=0，UGD=-VDD，CGS和CGD上的电荷量分别为QGS=0，QGD=UGDCGD=VDDCGD。接下来Ui通过RG对CGS充电，UGS逐渐升高（这个过程中，随着UGS升高，也会伴随着CGD的放电，但是由于VDD远大于UGS，CGD不会导致栅电流的明显增加）。当UGS达到阈值电压时，开始有电流过MOSFET（事实上，当UGS还没有达到阈值电压时，已经有微小的电流流过MOSFET了），MOSFET上承受的压降由原来的VDD开始减小，CGD上的电压也会随之减小，那么，也就伴随着的CGD放电。由于CGD上的电荷量QGD=VDDCGD较大，所以放电的时间较长。在放电的这段时间内，栅极电流基本上用于CGD的放电，因此栅源电压的增加变得缓慢。放电完成后，Ui通过RG继续对CGS和CGD充电（因为此时MOSFET已经充分导通，相当于CGS和CGD并联），直到栅源电压达到Ui，开启过程至此完成。图十一的曲线很好地描绘了导通过程中UGS随时间变化的曲线。需要注意的是，由于驱动提供的不是电流源，所以实际上的曲线并非直线，图十一仅代表上升趋势。图十一脉冲驱动下MOSFET栅源电压上升曲线同时，由上不难看出，RG越大，寄生电容的充电时间将会越长。显然，RG太大时MOSFET不能在短时间内充分导通。在高速开关应用中（如D类功放、开关电源），这个阻值一般取几Ω到几十Ω。然而，即使是低速情况下，RG也不宜取得太大，因为过大的RG会延长电容充电的时间，也就是MOSFET从关断到充分导通的过渡时间。这段时间内，MOSFET处于饱和状态（放大区），管子将同时承受较大的电压和电流，从而引起较大的功耗。但是RG如果取得太小或者直接短路的话，在驱动电压到来的一瞬间，由于寄生电容上的电压为零，前级需要流过一个很大的电流，造成对前级驱动电路的冲击。现在我们应该很清楚图五案例中的错误之处了。第一点，单片机的输出电压不足以使得IRF540这种管子充分导通，因此图中的管子不是开关，而更像一个放大器；第二，单片机的IO驱动能力不能满足PWM情况下导通速度的要求，即使换成低阈值MOSFET，开启和关断的时间太长，MOSFET在这个过渡阶段同样需要承受很大的功耗。图十二为高速开关应用中常见的MOSFET驱动电路，以一对互补的BJT构成射随器的形式满足驱动电流的要求。其中Q1用于开启时对寄生电容的充电，Q2用于关断时对寄生电容的放电。有时候我们需要得到更快的关断速度，通常在栅极电阻R1上并联一个快恢复二极管，这样的话，放电回路将经过这个二极管而不是电阻。这样一个电路用到前面提到的案例中，就没有问题了。图十二常用的高速驱动电路而在实际应用中，我们通常还会在MOSFET的栅源之间并联一个几KΩ到上百KΩ的电阻（如图十三R2），这是为了在输入栅源电压不确定时（如前级驱动电路失效），防止MOSFET处于非理性状态。我们可以做这样一个实验：连接如图十四的电路，我们会发现，即使栅极悬空，LED也会发光。这说明，栅源之间出现了高于阈值的电压，产生这一电压的原因是寄生电容上的残留电荷。残留电荷使得UGS高于阈值电压但又不足以使MOSFET充分导通。结果是MOSFET工作在放大状态（饱和区），管子承受很大的功耗从而造成器件的损坏。这种现象更容易发生在低阈值电压的MOSFET中。为了防止这种情况发生，往往通过栅源间的并联电阻泄放寄生电容上的残留电荷。图十三增加泄放电阻的驱动电路图十四残留电荷导致MOSFET开启的实验电