PR623X设计指导书V2.0

AN-009/V2.0更多产品信息请点击设计指导书西安展芯微电子有限公司摘要：本文阐述了基于原边控制开关PR623X的充电器/适配器设计。内容包括芯片的特征和详细的工作原理，以及设计技巧。特征：恒压恒流均采用原边控制，无需光耦和TL431内置高压功率MOSFET低的启动电流：5uA（Typ）低的工作电流：2.5mA（Typ）内置软启动功能内置前沿消隐电路(LEB)内置频率抖动以改善EMI特性内置自适应OCP补偿内置原边绕组电感补偿内置输出线压降补偿VDD欠压保护(UVLO)、过压保护(OVP)及VDD电压箝位功能高效节能：满足能源之星EPS2.0版Ⅴ级能耗标准应用：手机、无绳电话、PDA、数码相机等电池充电器小功率适配器PC，TV等辅助电源线性电源/RCC替换管脚信息：VDDCOMPINVCSGNDGNDDRAINDRAINPR6235（SOP8）PR6236/PR6237/PR6238/PR6239（DIP8）典型应用:VDDCOMPINVCSGNDGNDDRAINDRAINAN-009集成、绿色、创新、超越2©西安展芯微电子有限公司内部框图：应用说明:型号MOSFET最大输出功率封装推荐应用领域RDS(on)MaxBVdss90Vac~264Vac230VacPR623511.5Ω600V5W6WSOP8充电器，小功率适配器，LED驱动线性电源/RCC替换PR623611.5Ω600V7W8WDIP8PR62379.0Ω650V9W11WDIP8PR62385.5Ω600V13W15WDIP8PR62393.0Ω600V14W16WDIP8AN-009集成、绿色、创新、超越3©西安展芯微电子有限公司应用指导:PR623X系列采用反激式拓扑结构,输出与输入使用变压器隔离。在这种拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传递到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流所消耗的能量。一、启动电路1.传统启动电源上电开机时，通过启动电阻RIN为VDD端的电容C1充电，直到VDD端电压达到芯片的启动电压VDD_ON时芯片启动并且驱动整个电源系统工作。VDDGNDPR623XVDCTD_ONVDD_ONIDD_STRINC1D1C图1典型启动电路在这个过程中，最大启动延迟时间可用下式计算：__1_ln1DDONDONINDCDDSTINVTRCVIR……………………（1）由于芯片具有低启动电流的特性且考虑到空载的系统损耗，RIN可取较大值，具体值可在1.5MΩ~3MΩ范围内选取，C1推荐选用10uF/50V。启动电阻RIN上最大损耗：22,,,INDCMAXDDDCMAXRMAXININVVVPRR…………………………（2）其中，VDC，MAX是最大输入整流后电压对于一个通用输入（90Vac~264Vac），VDC，MAX=374V62,374931.510INRMAXPmW………………………………………（3）2.快速低功耗启动如果需要系统具有更快的启动时间且在系统成本允许的情况下，可采用如下电路：AN-009集成、绿色、创新、超越4©西安展芯微电子有限公司VDDGNDPR623XVDCTD_ONVDD_ONIDD_STRINC1D1C2D2图2快速启动电路在这个电路中C1的值可以取得较小(但需要考虑系统的稳定性)，RIN的值可以取得较大。这样既可缩短系统的启动时间同时也可降低系统空载时的损耗。二.变压器设计由于PR623X采用原边反馈，在正常情况下，必须保证变压器电感电流工作在DCM模式。下列为宽电压输入，电感电流工作在DCM模式的设计。1.输入存储电容对于宽电压范围输入，输入存储电容CIN按2~3uF/Watt输出功率选取；230V或115V倍压整流输入，CIN按1uF/Watt输出功率选取。2.最小和最大直流输入电压21222OCLMINACMININPtfVVC…………………（4）2MAXACMAXVV……………………………………………………（5）其中，VACMIN为最低交流输入电压；VACMAX为最低交流输入电压；Po为输出功率；为转换效率；fL为输入交流电压频率；tC为桥式整流大额导通时间，可取3ms所有单位分别为伏特、瓦特、赫兹、秒、法拉第。3.VOR和DMAXPR623X系列反射电压VOR设计在60V~80V。建议DMAX取0.45以下。()ORMAXPMINDSORVDKVVV……………………………………（6）其中，KP表示非连续导通模式，并且是初级MOSFET关断时间与次级二极管导通时间的比例。VDS取10V。KP取值建议大于1.3，一般推荐取1.5。AN-009集成、绿色、创新、超越5©西安展芯微电子有限公司4.初级峰值电流和有效值初级平均电流：OAVGMINPIV……………………………………………（7）初级峰值电流：2AVGPMAXIID………………………………………………（8）初级有效值电流：23PRMSMAXIID…………………………………………（9）5.初级电感量621012OPPSPLIf………………………………………（10）满载时，通常建议开关频率fs设置在35KHz左右。其中，式中的单位分别为微亨、瓦特、安培、赫兹。6.选择磁芯确定初级匝数实际上，磁芯的初始选择肯定是很粗略的，因为变量太多了。选择合适磁芯的方法之一是查阅制造商提供的磁芯选择指南。磁芯尺寸输出功率EE133WEE166WEI22、EF2015W确定了磁芯之后，即可由下式得出变压器初级侧为避免发生磁芯饱和而应具有的最少匝数：2,10PPPMINsateILNBA……………………………………（11）其中单位分别为高斯、安培、微亨、平方厘米,Bsat为饱和磁通量密度，如无参考数据，则使用Bsat=3500~4000,以高斯为单位；或者Bsat=0.35~0.4,以特拉斯为单位。最大工作磁芯磁通密度，BM=2000~3000,以高斯为单位；或者BM=0.2~0.3,以特拉斯为单位。选用2500高斯（0.25特拉斯）可以降低音频噪声的产生。则初级绕组匝数：2102500PPPeILNA………………………………………（12）磁芯气隙长度：21401000PgePLNLALA……………………………（13）其中，Lg单位为毫米，Ae单位为平方厘米，AL单位为纳亨/圈2，LP单位为微亨。通常不推荐对中心柱气隙磁芯使用小于0.1mm的值，因为这样会导致初级电感量容差增大。如果您需要使用小于0.1mm的Lg值，请咨询变压器供应商以获得指导。AN-009集成、绿色、创新、超越6©西安展芯微电子有限公司7.变压器绕组间匝比ORPSODVNNVVV………………………………………（14）OCVIR…………………………………………（15）其中，VD为二极管正向电压：对超快速PN结二极管选取0.7V，肖特基二极管选取0.5V。△V为最大负载输出线压降：IO为最大负载电流，RC为输出线等效电阻。SODAVXAVXDBNVVVNVV………………………………………（16）其中，VAVX为辅助绕组整流后的电压，VDB为偏置绕组整流管正向电压；8.次级峰值电流和次级有效值电流次级峰值电流：PSPPSNIIN……………………………………………（17）次级有效值电流：13MAXSRMSSPPDIIK…………………………………（18）9.次级绕组匝数ODSPORVVVNNV……………………………………（19）10.辅助绕组由于PR623X通过采样辅助绕组的电压来完成恒压恒流控制（请参考规格书）。所以辅助绕组的设计是比较重要的。下图为典型的V-I曲线：VoIoABOVBVAICC图3充电器V-I曲线在一个充电器应用中，电池电压低于B点电压VB时，充电器通过不断重启来完成对过放电电池小电流补充电；当电池电压达到B点电压VB时，芯片正常工作，充电器对电池恒流充电；随着电池电压的升高，到达A点电压VA时，输出功率最大，此时进入恒压充电模式，充电电流逐渐减小。VO=VB时，辅助绕组整流后的电压达到芯片的最低工作电压VDD_OFF。_DDOFFDBAVXSBDVVNNVVV…………………………………………（20）AN-009集成、绿色、创新、超越7©西安展芯微电子有限公司VO=VA时，辅助绕组的反激电压,()AVXAVXORADSNVVVVN……………………………………（21）注意：此时辅助绕组整流后的电压不得引起OVP。否则，重新设计。对于LED驱动应用设计同充电器应用。对于一个适配器应用来说，VAVX，OR设计在15V左右即可。11.确定绕组的导线直径对于绕组的导线的选择，需要考虑导线的电流密度，骨架宽度，绕线层数。辅助绕组和次级绕组必须密绕且绕满绕平，达到良好的耦合（参见变压器结构设计）。当导线很长时（超过1m），电流密度通常为5A/mm2。当导线较短且匝数较少时，6~10A/mm2的电流密度也可以接受。应避免使用直径大约0.5mm的导线，以防严重的涡电流损耗并使卷绕更加容易。对于大电流输出，建议使用多股细线并绕的方式绕制次级绕组，这样可以减小集肤效应的影响。12.恒流电流ICC设定恒流电流ICC通过调节Rsense电阻设定，Rsense电阻值为：CSSENSEPVRI………………………………………………（22）正常情况下ICC可由以下公式估算：4PCSCCSSENSENVINR……………………………………（23）其中，VCS为SENSE关断电压，典型值为0.9V。对于适配器来说，ICC为OCP过流点。三、INV分压电阻选取与输出线压降补偿NAVXRUPPERRLOWERVDDINV图4INV采样电路如图4，PR623X通过电阻RUPPER和RLOWER分压器采样辅助绕组去磁结束时的电压，并保持到下一个采样周期。采样电压被送到INV脚与基准电压2.0V比较，误差被放大，误差放大器的COMP脚输出电压反映了负载情况，通过控制PWM频率来调节输出电压，达到恒压目的。当采样电压低于2.0V且Comp达到最大时，开关频率被采样电压控制，通过输出电压去控制输出电流，达到恒流目的。AN-009集成、绿色、创新、超越8©西安展芯微电子有限公司图5COMP电压与补偿电流曲线输出线压补偿可获得良好的负载调节，PR623X内部补偿电流IC流向电阻分压器导致INV脚上的电压失调，补偿电流与COMP脚电压成反比（图5），亦即补偿电流与负载电流成反比。因此，输出线损失的电压可以得到补偿。当负载从满载减小到空载，INV脚的失调电压增加，所以通过调整RUPPER和RLOWER阻值，可实现各种输出线压降补偿。确定分压阻值：SAVXUPPERCNVNRI……………………………………（24）其中：IC可取30uA2SLOWERAVXOUPPERLOWERNRNVVRR………………………………(25)故核算线补偿率为：(//)100%2CUPPERLOWEROIRRVV……………………………（26）注意：RUPPER和RLOWER采用精度为1%的标准电阻。说明：1、由于MOS导通期间，INV脚上会出现负压。推荐正确使用一个1N4148来减小此负压对PR623X的影响。2、INV脚需要对地连接旁路电容，以吸收采样波形上的高频杂讯。该电容值推荐范围为22pF~120pF。3、INV脚采样推荐电路：AN-009集成、绿色、创新、超越9©西安展芯微电子有限公司NAVXRUPPERRLOWERVDDINVNAVXRUPPERRLOWERVDDINV{NAVXRUPPERRLOWERVDDINV四、假负载在空载或者很轻载时，很低的PW