电源设计小贴士

者：RobertKollman德州仪器(TI)欢迎来到电源设计小贴士！随着现在对更高效、更低成本电源解决方案需求的强调，我们创建了该专栏，就各种电源管理课题提出一些对您有帮助的小技巧。该专栏面向各级设计工程师。无论您是从事电源业务多年还是刚刚步入电源领域，您都可以在这里找到一些极其有用的信息，以帮助您迎接下一个设计挑战。为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗；工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。图1显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为100kHz时，电感占据了电源体积的大部分（深蓝色区域）。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积（褐色区域）便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积（黄色区域）往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体（即半导体体积，淡蓝色区域）开始占据较大的空间比例。图1：电源组件体积主要由半导体占据。该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与MOSFET的裸片面积成反比关系。MOSFET面积越大，其电阻和传导损耗就越低。开关损耗与MOSFET开关的速度以及MOSFET具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图2显示了两种不同工作频率(F)的关系。传导损耗(Pcon)与工作频率无关，而开关损耗(PswF1和PswF2)与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率(PswF2)会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。无噪声电源并非是偶然设计出来的。一种好的电源布局是在设计时最大程度的缩短实验时间。花费数分钟甚至是数小时的时间来仔细查看电源布局，便可以省去数天的故障排查时间。图1显示的是电源内部一些主要噪声敏感型电路的结构图。将输出电压与一个参考电压进行比较以生成一个误差信号，然后再将该信号与一个斜坡相比较，以生成一个用于驱动功率级的PWM（脉宽调制）信号。电源噪声主要来自三个地方：误差放大器输入与输出、参考电压以及斜坡。对这些节点进行精心的电气设计和物理设计有助于最大程度地缩短故障诊断时间。一般而言，噪声会与这些低电平电路电容耦合。一种卓越的设计可以确保这些低电平电路的紧密布局，并远离所有开关波形。接地层也具有屏蔽作用。图1：低电平控制电路的诸多噪声形成机会。误差放大器输入端可能是电源中最为敏感的节点，因为其通常具有最多的连接组件。如果将其与该级的极高增益和高阻抗相结合，后患无穷。在布局过程中，您必须最小化节点长度，并尽可能近地将反馈和输入组件靠近误差放大器放置。如果反馈网络中存在高频积分电容，那么您必须将其靠近放大器放置，其他反馈组件紧跟其后。并且，串联电阻-电容也可能形成补偿网络。最理想的结果是，将电阻靠近误差放大器输入端放置，这样，如果高频信号注入该电阻-电容节点时，那么该高频信号就不得不承受较高的电阻阻抗—而电容对高频信号的阻抗则很小。斜坡是另一个潜在的会带来噪声问题的地方。斜坡通常由电容器充电（电压模式）生成，或由来自于电源开关电流的采样（电流模式）生成。通常，电压模式斜坡并不是一个问题，因为电容对高频注入信号的阻抗很小。而电流斜坡却较为棘手，因为存在了上升边沿峰值、相对较小的斜坡振幅以及功率级寄生效应。图2显示了电流斜坡存在的一些问题。第一幅图显示了上升边沿峰值和随后产生的电流斜坡。比较器（根据其不同速度）具有两个电压结点(potentialtrippoints)，结果是无序控制运行，听起来更像是煎熏肉的声音。利用控制IC中的上升边沿消隐可以很好地解决这一问题，其忽略了电流波形的最初部分。波形的高频滤波也有助于解决该问题。同样也要将电容器尽可能近地靠近控制IC放置。正如这两种波形表现出来的那样，另一种常见的问题是次谐波振荡。这种宽－窄驱动波形表现为非充分斜率补偿。向当前斜坡增加更多的电压斜坡便可以解决该问题。电源管理开关调节器通常优于线性调节器，因为它们更高效，而开关拓扑结构则十分依赖输入滤波器。这种电路元件与电源的典型负动态阻抗相结合，可以诱发振荡问题。本文将阐述如何避免此类问题的出现。一般而言，所有的电源都在一个给定输入范围保持其效率。因此，输入功率或多或少地与输入电压水平保持恒定。图1显示的是一个开关电源的特征。随着电压的下降，电流不断上升。图1：开关电源表现出的负阻抗。负输入阻抗电压-电流线呈现出一定的斜率，其从本质上定义了电源的动态阻抗。这根线的斜率等于负输入电压除以输入电流。也就是说，由Pin=V?I，可以得出V=Pin/I；并由此可得dV/dI=–Pin/I2或dV/dI≈–V/I。该近似值有些过于简单，因为控制环路影响了输入阻抗的频率响应。但是很多时候，当涉及电流模式控制时这种简单近似值就已足够了。为什么需要输入滤波器开关调节器输入电流为非连续电流，并且在输入电流得不到滤波的情况下其会中断系统的运行。大多数电源系统都集成了一个如图2所示类型的滤波器。电容为功率级的开关电流提供了一个低阻抗，而电感则为电容上的纹波电压提供了一个高阻抗。该滤波器的高阻抗使流入源极的开关电流最小化。在低频率时，该滤波器的源极阻抗等于电感阻抗。在您升高频率的同时，电感阻抗也随之增加。在极高频率时，输出电容分流阻抗。在中间频率时，电感和电容实质上就形成了一种并联谐振电路，从而使电源阻抗变高，呈现出较高的电阻。大多数情况下，峰值电源阻抗可以通过首先确定滤波器(Zo)的特性阻抗来估算得出，而滤波器特性阻抗等于电感除以电容所得值的平方根。这就是谐振下电感或者电容的阻抗。接下来，对电容的等效串联电阻(ESR)和电感的电阻求和。这样便得到电路的Q值。峰值电源阻抗大约等于Zo乘以电路的Q值。图2：谐振时滤波器的高阻抗和高阻性。振荡但是，开关的谐振滤波器与电源负阻抗耦合后会出现问题。图3显示的是在一个电压驱动串联电路中值相等、极性相反的两个电阻。这种情况下，输出电压趋向于无穷大。当您获得由谐振输入滤波器等效电阻所提供电源的负电阻时，您也就会面临一个类似的电源系统情况；这时，电路往往就会出现振荡。图3：与其负阻抗耦合的开关谐振滤波器可引起不必要的振荡。设计稳定电源系统的秘诀是保证系统电源阻抗始终大大小于电源的输入阻抗。我们需要在最小输入电压和最大负载（即最低输入阻抗）状态下达到这一目标。在“电源设计小贴士3”中，我们讨论了输入滤波器的源极阻抗如何变得具有电阻性，以及其如何同开关调节器的负输入阻抗相互作用。在极端情况下，这些阻抗振幅可以相等，但是其符号相反从而构成了一个振荡器。业界通用的标准是输入滤波器的源极阻抗应至少比开关调节器的输入阻抗低6dB，作为最小化振荡概率的安全裕度。输入滤波器设计通常以根据纹波电流额定值或保持要求选择输入电容（图1所示CO）开始的。第二步通常包括根据系统的EMI要求选择电感(LO)。正如我们上个月讨论的那样，在谐振附近，这两个组件的源极阻抗会非常高，从而导致系统不稳定。图1描述了一种控制这种阻抗的方法，其将串联电阻(RD)和电容(CD)与输入滤波器并联放置。利用一个跨接CO的电阻，可以阻尼滤波器。但是，在大多数情况下，这样做会导致功率损耗过高。另一种方法是在滤波器电感的两端添加一个串联连接的电感和电阻。图1：CD和RD阻尼输出滤波器源极阻抗。选择阻尼电阻有趣的是，一旦选择了四个其他电路组件，那么就会有一个阻尼电阻的最佳选择。图2显示的是不同阻尼电阻情况下这类滤波器的输出阻抗。红色曲线表示过大的阻尼电阻。请思考一下极端的情况，如果阻尼电阻器开启，那么峰值可能会非常的高，且仅由CO和LO来设定。蓝色曲线表示阻尼电阻过低。如果电阻被短路，则谐振可由两个电容和电感的并联组合共同设置。绿色曲线代表最佳阻尼值。利用一些包含闭型解的计算方法（见参考文献1）就可以很轻松地得到该值。图2：在给定CD-CO比的情况下，有一个最佳阻尼电阻。选择组件在选择阻尼组件时，图3非常有用。该图是通过使用RDMiddlebrook建立的闭型解得到的。横坐标为阻尼滤波器输出阻抗与未阻尼滤波器典型阻抗(ZO=(LO/CO)1/2)的比。纵坐标值有两个：阻尼电容与滤波器电容(N)的比；以及阻尼电阻同该典型阻抗的比。利用该图，首先根据电路要求来选择LO和CO，从而得到ZO。随后，将最小电源输入阻抗除以二，得到您的最大输入滤波器源极阻抗(6dB)。最小电源输入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需读取阻尼电容与滤波器电容的比以及阻尼电阻与典型阻抗的比,您便可以计算得到一个横坐标值。例如，一个具有10?H电感和10?H电容的滤波器具有Zo=(10?H/10?F)1/2=1Ohm的典型阻抗。如果它正对一个12V最小输入的12W电源进行滤波，那么该电源输入阻抗将为Z=V2/P=122/12=12Ohms。这样，最大源极阻抗应等于该值的二分之一，也即6Ohms。现在，在6/1=6的X轴上输入该图，那么，CD/CO=0.1，即1μF，同时RD/ZO=3，也即3Ohms。图3：选取LO和CO后，便可从最大允许源极阻抗范围内选择CD和RD。电子电路通常都工作在正稳压输出电压下，而这些电压一般都是由降压稳压器来提供的。如果同时还需要负输出电压，那么在降压—升压拓扑中就可以配置相同的降压控制器。负输出电压降压—升压有时称之为负反向，其工作占空比为50%，可提供相当于输入电压但极性相反的输出电压。其可以随着输入电压的波动调节占空比，以“降压”或“升压”输出电压来维持稳压。图1显示了一款精简型降压—升压电路，以及电感上出现的开关电压。这样一来该电路与标准降压转换器的相似性就会顿时明朗起来。实际上，除了输出电压和接地相反以外，它和降压转换器完全一样。这种布局也可用于同步降压转换器。这就是与降压或同步降压转换器端相类似的地方，因为该电路的运行与降压转换器不同。FET开关时出现在电感上的电压不同于降压转换器的电压。正如在降压转换器中一样，平衡伏特-微秒(V-μs)乘积以防止电感饱和是非常必要的。当FET为开启时（如图1所示的ton间隔），全部输入电压被施加至电感。这种电感“点”侧上的正电压会引起电流斜坡上升，这就带来电感的开启时间V-μs乘积。FET关闭(toff)期间，电感的电压极性必须倒转以维持电流，从而拉动点侧为负极。电感电流斜坡下降，并流经负载和输出电容，再经二极管返回。电感关闭时V-μs乘积必须等于开启时V-μs乘积。由于Vin和Vout不变，因此很容易便可得出占空比(D)的表达式：D=Vout/(VoutVin)。这种控制电路通过计算出正确的占空比来维持输出电压稳压。上述表达式和图1所示波形均假设运行在连续导电模式下。图1：降压—升压电感要求平衡其伏特-微秒乘积。降压—升压电感必须工作在比输出负载电流更高的电流下。其被定义为IL=Isub/(1-D)，或只是输入电流与输出电流相加。对于和输入电压大小相等的负输出电压（D=0.5）而言，平均电感电流为输出的2倍。精确地测量电源纹波本身就是一门艺术。