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反激准谐振的开关电源反激准谐振的开关电源反激准谐振的开关电源反激准谐振的开关电源设计设计设计设计基于基于基于基于UCC28610UCC28610UCC28610UCC28610电源网论坛老梁头反激式开关电源工作原理当开关K导通时�由于变压器同名端�次级二极管反向截止�变压器初级电感储存能量�当开关K关断�次级二极管正向导通�变压器初级储存的能量释放�给电容C充电和向负载提供能量�图一反激开关电源原理图反激式开关电源的DCM工作模式图二DCM模式VDS电压波形图三DCM模式电流波形DCM模式也叫完全能量转换模式，也就是常说的非连续模式，就是指磁芯中的能量完全释放（图三中Ip波形），次级整流二极管过零之后（图三中Is波形），初级开关管导通。此模式的优点是次级整流管没有反向恢复问题，环路容易稳定。但由于其磁芯能量完全释放，所以初级的电感电流降为零，此时导通的峰值电流比较大，电流有效值比较大，铜损和MOS的导通损耗比较大。还有一个缺点由图可见当绕组中的能量完全释放完毕后，在开关管的漏极出现正弦波震荡电压，此震荡是由于MOS的结电容和原边电感引起的。而对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次开通，有可能出现在震荡电压的任何位置（包括顶峰和谷底），为开关管带来开通损耗！反激式开关电源的CCM工作模式图四CCM模式VDS电压波形图五CCM模式的电流波形CCM模式也叫不完全能量转换模式，也就是常说的连续模式，就是指磁芯中的能量没有完全释放（图五中Ip波形），次级整流二极管没有完全过零的时候（图五中Is波形），初级的开关管导通。此模式优点是磁芯能量没有完全释放，所以初级电感电流没有降为零，同等功率下此时的峰值电流有效值要比DCM小，所以铜损和MOS的导通损耗要比DCM小；但由于其次级整流管电流没有降到零，所以会有一个整流管反向回复时间带来的损耗。另外CCM的负载在空载到满载变化时，会经历DCM→CRM→CCM三个阶段，当从DCM到CCM过渡时，传递函数会发生变化，容易震荡；当占空比比较大时容易产生次谐波震荡，往往需要加斜率补偿。所以CCM的反馈设计要显得复杂点。此模式的开通损耗更为严重，由图四可知MOS管都是在最高电压时开通。反激式开关电源的QR工作模式图六QR模式VDS电压波形（重载）图七QR模式VDS波形（轻载）QR模式也叫反激准谐振模式，其实是DCM的一种，是指当磁芯能量完全完全释放完毕后，变压器的初级电感和MOS的结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，初级的开关管导通。此模式是集DCM的优点及大部分缺点于一起，只是把其中的一项缺点做了优化从而变成了优点。就是加了谷底检测功能，改善MOS的开通损耗，从而改善效率。图六和图七是一个QR的波形，从波形中看出开关管每次都是在振荡电压的谷底导通。就可以实现零电压导通（或是低电压导通），这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。那么怎么实现的谷底导通呢，这个只需要磁通复位检测功能（通常是用辅助绕组来实现），然后通过IC的一系列动作保证每次在振荡电压到达最低点时打开开关管。以上好处带来的后果是频率是变化的，从而影响了其它参数的确定。下边我们将具体的介绍QR反激变换器的设计方法。6确定QR的主要参数�输入电压范围：最低输入电压Vacmin，最高输入电压Vacmax；一般为低输入85～135VAC，高输入176～265VAC，全电压输入85～265VAC；�输入频率：fac输入交流频率，50Hz或60Hz；�输出电压：Vout；�输出电流：Iout；�整机效率：η一般取80%；�最低开关频率：fsw对于反激准谐振这个频率是变化，在设计时应该以最低输入电压，最大输入功率时的最小频率来确定其它参数。一般从两个方面来考虑，一方面为了减小变压器体积，得适当加大频率；另一方面为了降低开关损耗和EMI，还得适当减小频率；一般折中考虑后通常会取25KHz～100KHz；�最大输入功率：PinPin=（Vout×Iout）÷η确定直流输入电压图八整流桥整流后的波形图九电容充电占空比波形50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动的直流电压，再通过输入滤波电容得到直流高压。在理想情况下，整流桥的导通范围应为0°～180°，但由于滤波电容的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有电流经过整流桥对C充电，导通范围约为30°～90°。这里引入一个符号Dch为电容充电占空比。Dch≈0.33。那么最低直流输入电压Vbusmin=最高直流输入电压Vbusmax=Vacmax式中CBUS为输入电容容量facCBUSDchPinVac×−×−)1(min222母线电解电容CBUS选择方法AC输入电压（V）CBUS选择（uF/W)低电压（85～135）2高压电（176～265）1全电压（85～265）2～3确定反射电压图十VDS波形解析设计QR时，为了在尽可能大的范围内实现零电压导通，反射电压VRO尽量取得大一些。由图十可以看出VDS=Vbusmax+Vclamp+杂散电感的影响电压+开关管的电压余量式中VDS为MOS管的额定电压Vbusmax为最大直流输入电压Vclamp为电容的吸收电路的嵌位电压，当Vclamp=1.4VRO时，吸收电路损耗最小杂散电感的影响电压一般取10～20V为了保证开关管的安全，开关管的电压余量一般取10%～20%的VDS把上式整理得VRO=[(80%～90%)VDS-Vbusmax-(10～20)]÷1.4确定最大导通时间图十一一个完整的开关周期由上图可见一个完整的周T=TON+TOFF+TW其中TON为MOS导通时间，TOFF为变压器去磁时间，TW为震荡时间；那么根据伏秒法则Vbusmin×TON=VRO×TOFF，TOFF=T－TON－TW将两式化简得TON=[VRO×（T-TW）]÷(Vbusmin＋VRO)式中T为最小开关周期;Vbusmin为最低直流输入电压;VRO为反射电压。里边只有一个未知量就是TW，这个值的公式为TW=LP为变压器原边电感量;CP为MOS管漏极电容（可以通过查MOS管的datasheet得出）但这里原边电感量没有求出来，所以我们一般取TW为整个最小开关周期的的5%;把上边的TON公式整理得TON=[VRO×（0.95×T）]÷(Vbusmin＋VRO)CPLP×π确定初级电感量�由上节得出TON的值，那么Dmax=TON÷T�初级峰值电流Ippk=（Pin×2）÷（Dmax×Vbusmin）式中Ippk为初级峰值电流；单位APin为输入最大功率；单位WDmax为最大占空比；Vbusmin为最低直流输入电压。单位V�初级电感量LP=(Vbusmin×TON)÷Ippk确定合适的变压器�我们用AP法来确定变合适压器的变压器AP=Ae×Aw=式中LP为初级的电感量单位为HIppk为初级峰值电流单位A△B为磁感应强度变化量一般情况下△B取值小于0.3450为电流密度单位A/平方厘米Ko窗口利用率一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构。AP的单位是平方厘米计算出来AP我们可以找到合适的磁芯，然后可以找到磁芯的横截面积Ae143.14245010⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛××∆××KOBIppkLP确定变压器初次级的匝数�上边我们通过AP法找出合适的磁芯，得到磁芯的横截面积Ae�初级的匝数NP=（LP×Ippk）÷（△B×Ae）式中LP为初级电感量;单位uHIppk为初级峰值电流;单位A△B为磁感应强度变化量;单位TAe磁芯的横截面积.单位mm2�次级的匝数NS=（Vout+Vf）×NP÷VRO式中Vout为输出电压;单位VVf为整流管管压降，一般取0.5～1V;单位VVRO为反射电压.单位V确定变压器的气隙�上边得出原边匝数NP，原边电感量LP，磁芯的横截面积Ae那么就可以得出变压器的气隙长度lg=式中Lg为气隙长度；单位mμo为真空磁导率，为4∏×107；单位H/mNP为原边的匝数；Ae为磁芯的横截面积；单位m2LP为原边的电感量；单位HLPAeNPo××2µ确定初次级线圈线径�上边已经确定了初级的峰值电流Ippk�初级电流有效值Iprms=�初级绕组线径Dp=�次级峰值电流Ispk=（2×Iout）÷Doff�次级电流有效值Isrms=�次级绕组线径Ds=�以上公式中Dmax最最低输入电压时的最大占空比TOFF为变压器去磁时间TOFF=T－TON－TWDoff=TOFF/TJ为电流密度，一般取4-6A/mm2。在次级圈数比较小的情况下，可以取到10A/mm2。再变压器窗口富裕的情况尽量取小点，可以有效降低铜损。3maxDIppk×JIprms×13.13DoffIspk×JIsrms×13.1确定次级整流二极管�输出二极管的反向耐压Vdrev=Vbusmax×N+Vout考虑到尖峰的影响，一般选取整流二极管的反向耐压为1.25倍的Vdrev，因此二极管的Vrrm=1.25×（Vbusmax×N+Vout）式中N为次级与初级的匝比NS/NP�上边已经算出次级的电流有效值Isrms，考虑到降额使用，一般选取输出二极管的正向电流为2～3倍的Isrms，因此二极管的最小正向电流IF=（2～3）×Isrms确定输出电容�电容耐压的选择，一般选Vcout=1.25×Vout�电容容量的选择，确定输出电压纹波，一般为输出电压的1%，即△V=1%Vout；Cout=式中Ispk为次级峰值电流Iout为输出电流Doff变压器去磁占空比fsw为开关频率计算电容的等效串联电阻（ESR）ESR=△V÷（Ispk－Iout）()fswIspkVDoffIoutIspk××∆××−22确定RCD吸收参数图十二RCD原理图图十三MOS的VDS波形上边已经确定过了钳位电压Vclamp、反射电压VRO、初级峰值电流Ippk。下边确定下漏感Lik，这个可以通过实际测试变压器来得到，测试方法为把所有的次级绕组两端短路，然后用电桥测试初级两端的电感量便可得到该值。但一般再变压器没有设计出来就先需要确定该值，我们一般取漏感为初级感量的1%～5%。以上各值都确定出来了，那么嵌位电阻R的值根据R=确定R的功率PR=(Vclamp×Vclamp)÷R确定钳位电容C的值C=Vclamp÷(ΔV×R×fsw)式中ΔV为电容电压的波动值，一般取钳位电压Vclamp的5%～10%。fsw为最低开关频率fswIppk××××2LikVclampVRO)-Vclamp(2UCC28610的简单介绍�UCC28610是一款全新概念，级联式控制的绿色模式小功率反激变换控制器。�一种PWM调制算法用于调整开关频率和初级电流，并在整个工作范围内保持不连续或转换模式操作。结合级联工作模式，使效率，可靠性及成本都得到很大改善。�提供一个预测最大功率阀值和一个定时响应过载，从而实现浪涌功率要求的安全处理。过载故障响应可设置为重试或锁死关断。其它保护功能还包括输出过压检测，可调的最大导通时间以及热保护。UCC28610的主要特性�级联式控制可实现集成电流控制，从而省去外部的检流电阻。�快速启动，低待机损耗。�通过调制频率及峰值电流来实现整个工作范围内的最优效率。�空载时跳周期工作（GM）改善空载效率。�先进的过流保护技术。�过热关断�过载保护时可以重新启动或锁死关断�可编程无光耦过压保护�快速闭锁故障恢复UCC28610的管脚定义1脚FB通过反馈电流IFB来切换电路的工作模式，FB的端电压为0.7V，它仅检测电流2脚ZCD检测变压器复位，通过零电流检测实现；还可以调节输出过压保护，用一个电阻分压器放在初级侧变压器的偏置线圈处3脚CL电流限制，调节初级每个开关周期达到的峰值电流，在CL和GND接一个电阻调节4脚MOT该脚有三个功能a.调节内部驱动器的最大导通时间；b.调节变换器的过载，输入欠压，令其进入重试或关断锁死c.还可用于外部关断电源，将MOT拉倒GND即可，当此端释放时，功能1和2通过MOT到GND接一个电阻调节UCC28610的管脚定义5脚VGG提供一个直流电压给外部高压功率MOSFET栅极，用一支0.1uF瓷介电容接至VG