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TPS54260应用笔记设计要求：最终设计电路：一、选择开关频率（R3）第一步就是决定校准器开关频率，通常，用户都是采用尽量最高的开关频率，因为这时产生最小的消耗。和低的开关频率相比，采用高的开关频率可以使用较小的电感和小的输出电容。可选的开关频率受限于内部开关最小开启时间、输入电压、输出电压以及频率转换极限。必须采用方程式12和13来找到矫正器最大的开关频率，选择他们俩者之间小的那个。开关频率大于这两个的话会导致过脉冲或者在短路的时候缺少过流保护。TPS54260典型的最小开启时间tonmin是135ns。例如，输出电压3.3V，最大输入13.2V时，在有电感，电阻和二极管连接情况下使用方程式12可得允许的最大开关频率可达2247KHz。为了确保设计在短路期间过载电流不产生影响，使用方程式13来选取最大的开关频率。在最大输入电压13.2V情况下，假设二极管导通电压为0.7V，电感电阻为26豪欧，开关电阻200豪欧，电流限制3.5A以及短路电压0.2V，最大开关频率大约是4449KHz。选择的开关频率应该低于这两个中较低的一个值。方程式12是可控的最小开启时间设置的最大的开关频率极限，将开关频率设置在这个值以上会引起矫正器跳过开关脉冲。方程式13是频率转换器保护设置的最大开关频率。为了在高输入电压时有个充足的输出短路电流，开关频率应该设置得比Fsw频率小。在方程式13中，为了计算出开关频率的最大开关频率，必须考虑输出电压从正常值降低到-0的情况，整数fDIV为频率分频系数从1到8变化。本次设计中，使用更低的开关频率300KHz。为了根据频率决定调速电阻（Rss）值，使用方程式11.算出Rss约为412K二、输出电感选择（L1）使用方程式28计算输出电感的最小值。其中，Kind是一个系数，表示电感纹波电流和最大输出电流的比值。电感纹波电流通过输出电容滤波。因此，选择高电感纹波会影响输出电容的选择，因为输出电容相比于电感纹波电流肯定会有一个相同或者更大的纹波电流。通常，电感的纹波电流值由设计者自由选择，可是，下面的指南还是应该看看！设计时采用低的ESR（等效串联电阻）输出电容比如陶瓷电容，Kind系数可以取0.3。如果采用高ESR的电容，Kind取0.2会是更好的选择。因为电感纹波电流是PWM控制系统的一部分，为了可靠操作，电感纹波电流应该总是大于150mA。在宽电压输入时，最好选择电感纹波电流大的一个，这将允许电感在输入最小的时候有个可测量的纹波电流。这个设计，使用Kind取0.2（通过方程式29得出纹波电流，然后比上最大电流3即可得到Kind系数），最小电感值为11uH的电感，这次选择10uH。对于这个滤波电感，有效电流和饱和电流不要超标了，这是非常重要的。电感的有效值和峰值可以在方程式30和31中找到。这次设计的电感有效值为2.51A，峰值为2.913A。从方程式可以看出，低的纹波电流可以减少矫正器的输出电压纹波但是更大电感值的电感。选择高纹波电流会增加矫正器的输出电压纹波但是允许电感使用低的电感值。三、输出电容选择（C6,C7）选择输出电容值有三种主要的考虑情况。输出电容取决于矫正器极性、输出电压纹波和矫正器对负载电流的突变。输出电容容量需要严格根据这些条件选择。对负载电流幅度大的突变响应是第一标准。当校准器不能提供负载电流时输出电容应该提供给它。这种情况一般是这样发生的，如果期望校准器当输入电源移除时有一定的保持时间，输出电容必须在这个指定的时间内保持输出电压在某个等级之上。负载需要的电流快速或者大幅增加例如从无负载变到满负载时，矫正器暂时性不能提供给负载从分的输出电流。对控制回路，矫正器通常需要2到3个时钟周期来监测负载电流和输出电压的变化，并且根据这些变化适配脉冲的占空比。输出电容必须有足够大的容量提供给负载额外的电流，直到控制回路响应到负载变化。输出电容必须足够大来提供这两个时钟周期不同的电流，这两个时钟周期只能允许输出电压可变范围的下降。方程式32给出了最小输出电容必要的计算方法。输出电压变化量、电流变化量以及频率都是允许变化的。这个例子中，负载电流从1.5A变到2.5A时输出电压制定在3%范围变化。这个例子的电流变化量为1A，电压变化量为0.03*3.3=0.099V。用这些数据得出最小的电容值为67uF，这个值并没有考虑输出电压变化的ESR（等效串联电阻）。对于陶瓷电容，ESR通常都很小在计算时可以忽略。而铝电解电容和钽电容的ESR比较高，计算时应该考虑进去。校准器的续流二极管不能通过反向电流，所以当负载电流突然变小时，任何电感储存的能量产生一个输出短路电压。当过渡期从高负载电流到低负载电流时，输出电容必须也足够大来吸收电感储存的能量。在这个过渡期，输出电容储存的额外能量增加了输出电容的电压。方程式33用来计算电容能够保持短路时输出电压在期望值的最小电容值。式中，L是电感值，IOH是重载时的输出电压值，IOL是轻载时的输出电压值，Vf是最终的峰值输出电压值，Vi是最初的电容电压。这个例子中，最糟糕的负载跳变是从2.5A到1.5A，在这个负载跳变期间，输出电压增加，说明书中规定保持的最大值是输出电压的3%。这样使得Vf=3.399V，Vi是最初电容电压，通常为正常的输出电压3.3V。用这些数据在方程式33中计算出最小的电容值为60uF。有电压纹波时采用方程式34计算最小的输出电容值，其中Fsw是开关频率（300K），Voripple是允许范围内最大的输出电压纹波，Iripple是电感纹波电流，这样方程式34换算出来的电容值为12uF。方程式35计算输出电容能够达到的输出电压纹波的最大的等效串联电阻，方程式35表明电容的等效串联电阻应该小于36m欧姆。电容通常有有限的纹波电流，他们能够产生热量。必须采用一个电容来维持电感纹波电容。有些电容的数据手册说明了最大纹波电流的均方根。方程式36是用来计算输出电容需要维持的方均根纹波电流。这个应用中，方程式36换算成RMS为238mA。最严格的输出电容值应该为67uF才能保证输出电压在负载突变的时候维持规定值！考虑到电容随着时间越久或者温度，直流偏压造成的容值减少，应该选择容值高一点的，比如使用两个47uF的，耐压值10V、等效串联电阻3豪欧的陶瓷电容，有效电容为72.4uF，在要求的最小电容67uF之上。四、续流二极管选择（D1）TPS54260需要一个外部的续流二极管接在PH和GND引脚之间。选择的二极管必须有一个等于大于最大输入电压的反向电压等级。二极管的峰值电流等级必须比最大的电感电流大。二极管应该有较小的正向导通电压。肖特基二极管是典型的不错选择，因为这种二极管有很低的正向导通电压。正向导通电压越小，校准器的效率越高。通常，二极管的耐压值和电流等级越高，正向导通电呀越大。尽管设计范例的输入电压最高仅为13.2V，还是应该选择一个反向耐压值最小为60V的二极管。这个例子中，选择B360B-13-F肖特基二极管是因为他的导通电压低，并且封装够大，比起小封装器件能够更好的散热。它的典型的正向导通电压为0.7V。也应该选择合适功率等级的二极管。在内部电源关闭的时候输出电流流过二极管。内部开关关断时间是最大输入电压，输出电压和开关频率的函数。在关断时的输出电流乘以二极管的正向导通电压等于二极管的传导损耗。在高开关频率的时候，应该考虑二极管的开关损耗。二极管的开关损耗是因为节点电容的充放电以及反向恢复。方程式37用于计算二极管总的电源损耗，传导损耗和开关损耗。五、输入电容选择（C2）TPS54260要求使用有效容量至少3uF，X5R或者X7R系列的输入去耦电容，有效电容包含任何直流偏压影响。输入电容的耐压值必须比最大的输入电压值高。比起TPS54260输入电流的最大纹波电流，输入电容还必须有更高的纹波电容。输入纹波电流由方程式38计算出来。在高温或者大量直流偏压加到电容上面时，陶瓷电容的值会发生变化。通过选择介电值稳定的电容来使电容随温度的变化值最小。X5R或者X7R系列的陶瓷电容通常作为开关电源的电容，因为他们容量够大而且对温度相当稳定。输入电容还应该考虑直流偏压。电容值随着直流偏压增加而减少。这个设计实例，要求使用至少60V耐压值的陶瓷电容来承受最大的输入电压。通常的陶瓷电容耐压值为4V，6.3V，10V，16V,25V,50V,或者100V，因此应该选择一个100V耐压值的电容。例如选择两个2.2uF，100V的电容并联使用。表1列出了一些高耐压值电容选型。输入电容的电容值决定了校准器的输入纹波电流。输入纹波电流可以通过方程式39换算出来。用设计列子值，Ioutmax取2.5A，Cin=4.4uF，fsw=300KHz，换算出输入纹波电压为206mV，输入纹波电流均方根为1.15A。六、慢启动电容选择（C3）慢启动电容决定上电时，输出电压达到设定正常值的最小时间。如果负载需要一个可控制电压转换率，这将是很有用的。如果输出电容很大，需要大量电流来快速对它充电到输出电压等级时，这个电容也是需要用到的。而这个必要的大电流对电容充电会使TPS54260达到电流极限值，同时，从输入电源吸入过多的电流消耗导致输入电压被拉低。所以限制输出电压转换速度同时会解决这两个问题。慢启动时间必须足够长以使得校准器在不吸入过多电流情况下将输出电容充电到输出电压值。方程式40可以用来找到对输出电容必要充电的最小慢启动时间Tss，这个例子中，当只允许输出平均电流为1A时，为了将有效电容值为72.4uA的电容充电到3.3V，需要一个0.19ms的慢启动时间。一旦得知了慢启动时间，慢启动电容值就可以通过方程式6计算出来了。这个实例电流的慢启动时间并不是很关键因为输出电容是两个47uF的电容，这两个电容不需要太多电流就可以充电到12V。这个实例电流的慢启动时间设置为一个任意值3.5ms，这就需要一个8.75nF的慢启动电容。这样设计的话，下一个大点的标准电容值就为10nF。TPS54260有效的利用了内部较低的参考电压或者SS/TR引脚作为外部参考电压源的是电压值控制相应的输出电压。SS/TR到底的电容实现了慢启动。TPS54260内部有个2uA的上拉电流源，能够对外部慢启动电容充电。慢启动时间（10%到90%）计算公式见方程式6.其中，参考电压（Vref）为0.8V，慢启动电流为2uA。慢启动电容应该低于0.47uF，高于0.47nF上电时，TPS54260直到慢启动引脚SS/TR放电到低于40mV才能产生开关脉冲，这是为了确保正常上电,见图30。在正常操作情况下，当EN引脚拉低到1.25V以下VINUVLO溢出时，即欠压了，或者过热事件发生时，TPS引脚放电到略高于VSENSE引脚电压。错误条件移除时，输出就从错误电压恢复到正常的输5%，补偿增加，有效地让SS/TR引脚电压降到内部参考电压，见图23。SS/TR电压成直线增加直到1.7V。54260停止开关脉冲输出且SS/TR端口必须放电到40mV以下。TPS54260有一个过载恢复电路OLR。一旦错误条件移除，即恢复正常条件，OLR电路缓慢启动外部输出，使其从过载电压恢复到正常电压。当误差放大器因某个错误条件变到高电压时，OLR电路会通过一个内部上拉的电流源将SS/TR出电压。VSENSE电压跟随SS/TR引脚电压，采用和内部参考电压的85%之间的45mV进行补偿。当SS/TR电压超过内部参考电压的8、启动电容选择（C4）陶瓷电容。TI推荐使用X5R系列或者更高介电系数等级的电容。1取七BOOT和PH引脚之间应该连接一个0.1uF的这个电容的耐压值应该为0V或者更高！TPS54260内部集成了一个boot生成器，需要一个小的陶瓷电容连接在BOOT引脚和PH引脚才能提供MOS管的门驱动电压。BOOT电容在MOS关闭和低边二极管（D1）导通的时候恢复，BOOT电容值应该0.1UVLO允许低边二极管导通和BOOT电容恢复。因为BOOT电容电模式的情况，高边MOS管可以保存100%的占空比来维持输出载电流增加。TI推荐采用N调节停止电压而不