【经典飞兆设计参考】LLC谐振变换器设计

©2007飞兆半导体公司•5/21/13AN-4151采用FSFR系列飞兆电源开关(FPS™)的半桥LLC谐振变换器的设计简介不断增加的开关电源功率密度，已经受到了无源器件尺寸的限制。采取高频运行，可以大大降低无源器件，如变压器和滤波器的尺寸。但是过高的开关损耗势必成为高频运行的一大障碍。为了降低开关损耗和容许高频运行，谐振开关技术已经得到了发展。这些技术采用正弦方式处理电力，开关器件能够实现软转换。使得开关损耗与噪声大为降低[1-7]。在各种类型的谐振转换器中，最简单和最普遍的谐振转换器为LC串联谐振转换器，其中整流器-负载网络与LC谐振网络串联，如‎图1[2-4]所示。在该电路结构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。通过改变驱动电压Vd的频率，可以改变该谐振网络的阻抗。输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压。由于分压作用，LC串联谐振转换器的DC增益总是小于1。在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而言，负载阻抗很大。全部输入电压都被施加到负载上。这使得轻载下很难调节输出。在空载时，为了能够调节输出，理论上谐振频率应该为无限大。+VO-RoQ1Q2n:1LrCrVdVin图1.半桥LC串联谐振转换器为了打破串联谐振转换器的限制，LLC谐振转换器已经获得提出[8-12]。LLC谐振转换器是一种改进型的LC串联谐振转换器，通过在变压器初级绕组放置一个并联电感而得以实现，如‎图2所示。采用并联电感可以增加初级绕组的环流，有利于电路运行。由于这个概念不直观，在该拓扑首次提出时没有受到足够的重视。然而在开关损耗相比通态损耗占主导比重的高输入电压应用中，却有利于效率的提高。在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励磁电感。LLC谐振转换器的电路图与LC串联谐振转换器的电路图十分相似。唯一的差别在于：励磁电感的取值不同。LLC谐振转换器的励磁电感远远大于LC串联谐振转换器的励磁电感（Lr），LLC谐振转换器中的励磁电感为Lr的3-8倍，通常通过增加变压器的气隙来获得。+VO-RoQ1Q2n:1LrLshuntCrVin(Lm)图2.半桥LLC谐振转换器LLC谐振转换器具有许多超越串联谐振转换器的优点。它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出，而开关频率波动却较小。在整个工作范围内，能够获得零电压开关（ZVS）。全部固有的寄生参数均可以用于实现软开关，包括所有半导体器件的结电容、变压器漏感与励磁电感。包括LLC谐振转换器工作原理的解释、变压器与谐振网络的设计、元器件的选型。给出设计实例，逐条地解释设计过程，有助于进行LLC谐振转换器的设计。AN-4151应用指南©2007飞兆半导体公司•5/21/1321.LLC谐振转换器与基波近似‎图3中给出了半桥LLC谐振转换器的原理简图，图中，Lm指励磁电感，用作并联电感，Lr指串联谐振电感，Cr指谐振电容。‎图4给出了LLC谐振转换器的典型波形。假定：工作频率与谐振频率相同，后者决定于Lr与Cr.之间的谐振。由于励磁电感相对较小，形成相当量的励磁电流（Im），在初级绕组续流，并不参与电能的传输。初级电流(Ip)为励磁电流与次级电流反射到初级的电流之和。一般情况下，LLC谐振拓扑包括3级电路，如‎图3所示，即方波发生器、谐振网络和整流器网络。方波发生器负责产生方波电压Vd，通过50%占空比交替驱动开关Q1和Q2来实现。通常，在连续切换中会引入一个较小的死区时间。方波发生器可以构造成全桥或半桥类型。谐振网络包括一只电容、变压器漏感和励磁电感。谐振网络滤除高次谐波电流。在本质上，即使方波电压施加到谐振网络上，也只有正弦电流容许流过该谐振网络。电流(Ip)滞后于施加到谐振网络上的电压(即方波电压(Vd)的基波分量被施加到半桥的图腾柱上)，容许MOSFET零电压开通。如‎图4所示，当MOSFET电压为零时MOSFET开通，此时电流流经反并联二极管。整流器网络产生直流电压，采用整流器二极管和电容对交流电进行整流器。整流器网络可以设计成带有容性输出滤波器的全波整流器桥或中心抽头配置。Q1Q2IDS1VinSquarewavegeneratorresonantnetworkRectifiernetwork+Vd-+VO-Ron:1IpLrLmCrImIDIo图3.半桥LLC谐振转换器的原理图IpIDS1VdImVinIDVgs2Vgs1图4.半桥LLC谐振转换器的典型波形谐振网络的滤波作用可以采用基波近似原理，获得谐振转换器的电压增益，这需要假定方波电压的基波分量输入到谐振网络，并传输电能至输出端。由于次级端整流电路可作为阻抗变压器，所以其等效负载电阻与实际负载电阻并不相同。‎图5所示为该等效负载电阻的推导方式。初级电路由正弦电流源Iac代替，方波电压VRI出现在整流器的输入端。由于|Iac|的平均值为输出电流Io，则Iac可以描述为sin()2oacIIt(1)VRI可以描述为sin()0sin()0RIoRIoVViftVVift(2)式中，Vo指输出电压。VRI的基波分量可以描述为4sin()FoRIVVt(3)由于VRI的各次谐波分量不涉及功率传输，交流等效负载电阻可以采用（VRIF/Iac）计算：2288FoRIacoacoVVRRII(4)考虑到变压器匝比(n=Np/Ns)，则初级等效负载电阻可以描述为228aconRR(5)采用等效负载电阻，可以得到交流等效电路，如‎图6所示，图中VdF和VROF分别指驱动电压Vd和反射输出电压VRO(nVRI)的基波分量。AN-4151应用指南©2007飞兆半导体公司•5/21/133+VRI-Io+VO-IacpkacIIacVRI4sin()FoRIVVwtVo)sin(2wtIIoacRoVRIF图5.等效负载电阻Rac的推导VOLmLrCrRoVinVdF(nVRIF)LmLrCrRacNp:NsVd+--+VRIn=Np/Ns228aconRR+-VRoF图6.LLC谐振转换器的交流等效电路利用式5中得到的等效负载电阻，可以推导出LLC谐振转换器的特性。利用‎图6所示的交流等效电路，可得电压增益M的计算公式：222224sin()24sin()2()(1)(1)(1)(1)oFFRORIoFFinddinopoonVtVnVnVMVVVVtmjmQ(6)其中：228,,111,,ppmracorropracrrprLnLLLRRmLLQCRLCLC由式6可见，存在两个谐振频率。一个由Lr和Cr确定，另外一个由Lp和Cr确定。式6给出，在谐振频率(ωo)下，增益为1，且与负载波动无关，该增益可以描述为222(1)21pooinopmnVMatV(7)‎图7给出了Q值不同且m=3、fo=100kHz且fp=57kHz时，式6表达出的增益。由‎图7可见，当开关频率处于谐振频率fo附近时，LLC谐振转换器显示的电压增益特性几乎独立于负载。这是LLC型的谐振转换器超出传统串联谐振转换器非常突出的优势。因此，想当然地使得转换器运行在谐振频率附近，降低开关频率波动。LLC谐振转换器的工作范围受制于峰值增益（可达最大增益），该增益标示有‘*’（如‎图7所示）。需要说明的是，峰值电压增益不会出现在fo或fp.附近。获得峰值电压增益的频率位于fp和fo之间，如‎图7所示。随着负载变轻，Q值下降，峰值增益频率移向fp，峰值增益随之下降。因此对于谐振网络设计而言，满载条件为最坏情况。0.60.81.01.21.41.61.82.0405060708090100110120130140freq(kHz)Gain(2nVo/Vin)Q=1.0Q=0.75Q=0.50Q=0.25Q=0.2512pprfLCQ=1.0/rracLCQR@1ofM12orrfLC图7.LLC谐振转换器的典型增益曲线(m=3)AN-4151应用指南©2007飞兆半导体公司•5/21/1342.集成变压器的考虑事项对于实际设计，通常需要采用集成变压器的概念设计实现磁器件（串联电感与并联电感），其中将漏感用作串联电感，励磁电感用作并联电感。当采用这种方法构造磁元件时，需要将‎图6中的等效电路改进成‎图8，这是因为不仅在初级，而且在次级都存在有漏感。不考虑变压器次级的漏感时往往会导致设计出错。VOLmLlkpCrRoVinVinFVROFLp-LrLrCrLlksn:1Vd+--+VRI+-()pVprLMLL2//()//rlkpmlkslkpmlkpLLLnLLLLplkpmLLLacRidealtransformer+--+(nVRIF)1:VM图8.考虑次级漏感后的改进等效电路在‎图8中，假设n2Llks=Llkp，并将次级端漏电感折算至初级侧，可得有效串联电感(Lp)和分流电感(Lp-Lr)的计算公式如下：2//()//pmlkprlkpmlkslkpmlkpLLLLLLnLLLL(8)在处理实际变压器时，提倡采用具有Lp和Lr的等效电路，因为通过分别开路和短路次级绕组，在初级可以很容易地测得这些电感取值。在实际变压器中，Lp和Lr可分别在次级端绕组开路和短路的条件下在初级侧测得。在‎图9中，引入了一个虚拟增益MV，这个增益是由次级端漏电感导致的。采用图9改进后的‎图9等效电路，调整式6的增益表达式，可以得到集成变压器的增益表达式：22222222222()(1)2(1)()(1)(1)()(1)(1)()(1)(1)VOoeinpoooepoomMnVMVjmQmmjmQ(9)其中：2228,111,,opeacVreroperacrrprRLnRmMLLQCRLCLC谐振频率(ωo)处的增益是固定的，与负载波动无关，可以描述为1pVoprLmMMatLLm(10)如果串联电感采用单独的磁芯，谐振频率(ωo)处的电压增益为1，如式7所示。但是，采用集成变压器生成磁性元件的方法会使得谐振频率(ωo)处的电压增益大于1，这是由变压器次级端漏感引起的虚电压增益导致的。‎图10给出了Qe值不同且m=3、fo=100kHz且fp=57kHz时，式9表达出的增益。由‎图9可观察到，当开关频率处于谐振频率fo附近时，LLC谐振转换器表现的增益特性几乎独立于负载。0.81.01.21.41.61.82.0405060708090100110120130140freq(kHz)Gain(2nVo/Vin)Qe=1.00Qe=0.75Qe=0.50Qe=0.25Qe=0.2512pprfLCQe=1.0/rreeacLCQR@ofVMM12orrfLC2.2图9.采用集成变压器时LLC谐振转换器的典型增益曲线(m=3)AN-4151应用指南©2007飞兆半导体公司•5/21/1353.工作模式与可达最大增益考虑事项工作模式LLC谐振转换器的工作频率可以低于或高于谐振频率(fo)，如‎图10所示。‎图11给出了每种工作模式下变压器初级与次级的电流波形。在低于谐振频率下(情况I)工作，容许次级整流器二极管实现软换流，尽管此时环流相比较大。随着工作频率降低，偏离谐振频率，环流大大增加。尽管在高于谐振频率下(情况II)工作，容许环流降低，但是整流器二极管不能实现软换流。对于高输出电压应用中，例如等离子显示屏(PDP)，提倡采用低于谐振频率下工作，因为这类应