搜索
设计要求180VAC注意：264VAC50Hz120W80%80KHz85%计算过程216V370V150.00W0.69A输入端整流后电解电容电压纹波18.00%142.9uF实际选择电解电容容量为：150.0uF下面有三种计算方法供我们比较参考，不同的设计方法，考虑的出发点是不同的。本文中的设计，都是按照在最低输入电压、最大输出电流时，变换器工作在CCM模式或CRM模式来考虑的。0.451.4倍176.7V247.4V3.50倍617V726V800V100V310.4V210.4V680V0.493.10倍800V1.4倍310.4V221.7V680V0.51RCD箝位电压与反射电压比例RCD箝位电压Vc反激式开关电源参数设计v0.9作者：让你记得我的好反射电压Vf输入功率Pin输入端最高直流电压Vinmax最大工作占空比设定RCD箝位电压比反射电压高最大工作占空比RCD箝位电压Vc指定MOS耐压MOS耐压要求RCD箝位电压Vc输入端电解电容容量RCD耗散能量是漏感能量的倍数RCD吸收电压与反射电压比例交流电源频率fac输入端最低直流电压Vinmin最低交流电源电压Vacmin最高交流电源电压Vacmax输出功率Pout稳态时MOS电压应力比例MOS工作电压应力MOS工作电压应力MOS工作电压应力选择最大工作占空比效率η开关频率fs最低电压直流平均电流反射电压Vf指定MOS耐压反射电压VfVc、Vf、Dmax计算方法一Vc、Vf、Dmax计算方法二Vc、Vf、Dmax计算方法三RCD耗散能量是漏感能量的倍数3.50倍综合以上计算结果，对比后，我们选择其中一种方法的结果来作为后继计算的起点。把结果填入下面表格:0.45176.7V247.4V不管是DCM还是CCM方式，都有这么一个公式成立：Pin=(1/2)×Vinmin×(Ip1+Ip2)×Dmax，所以：3.09A下面，我们在设计中面临着另一个分水岭，是选择CCM，还是选择DCM如果选择DCM，那么Ip1=0.00AIp2=3.09A3.09A如果选择CCM，并定义Ip2=3Ip1则,Ip1=0.77AIp2=2.31A1.54A根据公式，Lp=Vinmin×Dmax/(fs×(Ip2-Ip1))，可以求出两种模式下的初级电感量：Lp=393.7uHLp=787.3uH下面根据AP法，选择磁芯规格。先计算所需要AP值：设定最大工作磁感应强度为0.25T设定电流密度为500A/cm2设定占空系数为0.3AP=1.000cm4AP=1.144cm4经查询磁芯参数，选择一款的磁芯：ec35Ae=1.070cm2Aw=1.510cm2AP=1.616cm4选择DCM，则Np=45匝选择CCM，则Np=68匝接着，我们来计算次级绕组的匝数：我们先设定次级整流二极管的压降：0.7V按照上面计算，填入初级匝数Np=91匝那么24V绕组匝数为：12.72匝18V绕组匝数为：9.63匝15V绕组匝数为：8.09匝12V绕组匝数为：6.54匝Ferroxcube公司最大工作占空比Dmax反射电压VfRCD箝位电压VcVc、Vf、Dmax计算方法三RCD耗散能量是漏感能量的倍数Kj=下面，根据LpIp2=NpBmaxAe来计算初级侧的匝数：选择DCM，则选择CCM，则K0=选择DCM，则Ip1+Ip2=Ip2-Ip1=Ip2-Ip1=选择CCM，则Bmax=5V绕组匝数为：2.94匝24V绕组二极管耐压为：76.80V18V绕组二极管耐压为：58.62V15V绕组二极管耐压为：47.49V12V绕组二极管耐压为：40.43V5V绕组二极管耐压为：17.18V实际二极管的耐压选择，最好用示波器看看最大反向电压的数值，再留出20%的裕量。先看初级的：DCM时1.20A需要导线的铜截面积为：0.239mm2CCM时1.08A需要导线的铜截面积为：0.215mm2要计算次级电流的RMS值，首先要知道次级输出电流值。假设某次级的输出电流为20ADCM时，次级峰值电流：72.73A则31.14A需要导线的铜截面积为：6.228mm2CCM时，首先要计算次级梯形波电流值，定义梯形短边为Isp1,长边为Isp2那么Isp1和Isp2的比例关系与初级侧相同。可以求出：18.18A54.55A则28.07A需要导线的铜截面积为：5.614mm2知道了次级绕组的有效值电流，就可以选择合适的线径了。注意单根线径不要超过2倍趋肤深度。Δ=0.27mm下面来选择合适的次级滤波电解电容假设我们的输出是DCM模式，按照上面的计算知道4.56A通过查资料知道某款电容，规格为：1.36A设定温度系数为：1.7设定频率系数为：1那么，4.56A上式中，1.7是温度系数，2是两只并联，1是频率系数。说明我们可以用两只这样的电容并联使用就可以满足要求了。但实际使用时，必须检测电容的温度和自温升。对电容的使用是否合理重新评估。现在来计算RCD吸收电路的参数:变压器实测初级漏感约为：3.75uH我们已经设计了箝位电压247.4V560uF/35V(江海，CD287)105度时耐100KHz电流纹波电流能力为Vc=Isrms=1.36×1.7×2×1=4.624Lplk=Sp=Iout=Isp=Isrms=按照梯形波的RMS值计算公式计算初、次级绕组电流RMS值：趋肤深度简单计算为Ss=Ss=Sp=Isp2=Isrms=Iprms=Iprms=Isp1=假如我们设定吸收电容电压波动为：5.0%那么对于DCM模式时，损耗功率：P=5.0W电阻取值：R=12.2K吸收电容容量为：C=5.69nF那么对于CCM模式时，损耗功率：P=2.8W电阻取值：R=21.8K吸收电容容量为：C=3.20nF是需要用户手动输入的。是计算出来的结果。是禁止修改的。下面有三种计算方法供我们比较参考，不同的设计方法，考虑的出发点是不同的。本文中的设计，都是按照在最低输入电压、最大输出电流时，变换器工作在CCM模式或CRM模式来考虑的。反激式开关电源参数设计v0.9作者：让你记得我的好综合以上计算结果，对比后，我们选择其中一种方法的结果来作为后继计算的起点。把结果填入下面表格:不管是DCM还是CCM方式，都有这么一个公式成立：Pin=(1/2)×Vinmin×(Ip1+Ip2)×Dmax，所以：根据公式，Lp=Vinmin×Dmax/(fs×(Ip2-Ip1))，可以求出两种模式下的初级电感量：实际二极管的耐压选择，最好用示波器看看最大反向电压的数值，再留出20%的裕量。知道了次级绕组的有效值电流，就可以选择合适的线径了。注意单根线径不要超过2倍趋肤深度。但实际使用时，必须检测电容的温度和自温升。对电容的使用是否合理重新评估。变压器的电感比是200：50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：1充电长放电没完成为CCM，反馈不好调，因为存在从DCM进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。t0时刻，MOS开通。变压器初级电流线性上升上升速率为Vin/L1，关断电为0，初级电流并不是从零开始上升工作在CCM模式t0二极管承受反压为Vin/(NP/NS)+Vout。t1在初级侧产生一个感应电动势，次级电流反射Vin+Vf的平台上。t1次级整流二极管导通Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二极管的正向导通压降。此时MOS的承受的电压为Vin+Vf。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是CRM过渡模式。每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会饱和的。1.计算占空比通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。而CCM的最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下的最大占空比，我们根据磁通伏秒积的平衡的要求，可以有公式：占空比Dmax=Vf/(Vin+Vf)Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)那为了得到较大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢？事实上是不行的MOS管的承受的电压应力V_mos=vin+vf,太大会炸管而对于全电压输入的85V~265VAC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。所以当最大输入直流电压为370V时，Vf取值为480-370=110V。Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=110/(100+110)=0.52，通常取0.5经验：对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡，最好加斜坡补偿2.变压器漏感的吸收漏感在MOS开关时会形成一个尖峰。这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。所以要设计RCD吸收电路，当电源的功率比较小的时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，是最低输入电压Vinmin时变压器初级电流波形。那么可以知道平均电流为：Iavg=(Ip1+Ip2)×Tonmax/(2×T)=(Ip1+Ip2)×Dmax/2Ip2=2～3×Ip1，不要让Ip2与过于接近。那样电流的斜率不够，容易产生振荡。输入功率Pout/η=Vinmin×Iavg=Vinmin×(Ip1+Ip2)×Dmax/2计算出Ip2与Ip1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。(Vinmin/Lp)Tonmax=Ip2-Ip1，可以得到：Lp=(Vinmin×Dmax)/(fs×(Ip2-Ip1))，其中，fs是开关频率。AP=(L×I×I×100)/(B×Ko×Kj))^1.14根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。有了磁芯，那么就可以计算初级侧的绕组匝数了。初级因为占空比调节，变比由功率决定次级Ns=(Vout+VD)×Np/Vf对于CCM模式的电路，还必须在这个二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。绕组线径的选取，首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的根据每平方毫米5A的电流密度选择导线。同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照来计算，f是频率，单位Hz也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。如果单根导线不够满足电流密度的要求。那么就用多线并绕充电短放完电，小功率DCMDCM的优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题。缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大充电长放电没完成为CCM，反馈不好调，因为存在从DCM进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。Vout/(NS/NP)此时MOS的承受的电压为（Vin+Vf）+漏感电压。初级配上RCD吸收电路如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是CRM过渡模式。1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。3.CCM输出有电流，Vf反射给初级。Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。DCM放电后次级没有电流，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。而CCM的最4.QR模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。MOS开通实现较低的开通损耗。也就是说，QR模式是的mos开通时间比CRM模式还要晚一点