李明德-降低射频同轴连接器电压驻波比的方法探讨

降低射频同轴连接器电压驻波比的方法探讨中国电子科技集团公司第四十研究所李明德摘摘要，本文从分析影响射频同轴连接器电压驻波比（VSWR）的因素入手，对在新产品设计，老产品改造和生产过程中如何降低射频同轴连接器的VSWR的途径和措施进行了探讨，以期取得用户满意。关键词：射频同轴连接器电压驻波比影响因素措施1、引言射频同轴连接器是无线电电子系统、电子设备和仪器仪表中不可缺少又是非常关键的机电元件。它既起到机械连接作用，又要保证电磁信号和电磁能量顺利传输。VSWR是衡量射频同轴连接器电气性能优劣的关键电气参数。VSWR实质上是传输线（射频同轴连接器）传输系统特性阻抗均匀程度和反射大小的反映，它也反映了该连接器在电子系统中与系统是否匹配和匹配程度。因此，射频同轴连接器VSWR性能的好环，直接影响到应用射频连接器的系统的性能。因而在射频连接器产品标准和应用射频同轴连接器时，都对其VSWR性能提出了明确的要求。由于以上原因，射频同轴连接器的VSWR问题对设计者、生产厂和用户来说，都是非常重视和关注的问题。如何降低射频同轴连接器的VSWR，一直是设计者探讨的主题。随着科学技术的进步，电子工业和通信事业的迅速发展，射频同轴连接器的应用范围在不断扩大，应用的工作频率在不断拓宽，对射频同轴连接器的VSWR性能要求也越来越高；新产品需要进行低VSWR设计，老产品的VSWR性能不能满足目前使用要求，需要改进，在生产过程中产品的VSWR性能常有超标问题，这些都存在如何降低连接器的VSWR问题。例如，在移动通信行业，昀初，第1代（1G）移动通信要求射频同轴连接器，频率范围在0~1GHz，VSWR≤1.05,发展到第2代(2G),频率范围拓宽到0~2GHz，VSWR≤1.08,目前发展到第3代(3G)，4代（4G），频率范围拓宽到0~2.5GHz或0~3GHz,而VSWR≤1.08或VSWR≤1.10,这样,就要求设计者,不断改进设计,降低射频同轴连接器的VSWR,才能满足移动通信事业发展的需要。射频同轴连接器的VSWR性能，虽然经过数十年的发展实践，存在着一些进行低VSWR设计的理论和经验，但生产出来的产品VSWR性能是否能满足设计要求，必须要经过对产品进行VSWR测试，依靠测试数据来验证。这就要求测试系统具有比产品级性能更好的测量级的转接器、连接器和负载。测量级或说精密级的产品其特征和标志主要是更低的VSWR，这样，精密级产品的设计，更存在着如何降低产品的VSWR问题。由上可见，降低射频连接器的VSWR，是满足科技发展、工作实践和现实生产过程的需要，具有提高生产效率和提高生产效益的巨大现实意义。本文试图从分析影响射频连接器VSWR的因素入手，探讨在新产品设计、老产品改进和生产过程中如何降低射频连接器VSWR的途径和措施，以满足实际需要。2、影响射频同轴连接器VSWR的因素任何一种射频同轴连接器，都需要经过设计、生产加工、装配、测试检验诸过程，才能成为合格产品，供安装使用。在这些形成合格产品的过程中，都涉到产品的VSWR，即都与产品的VSWR有关，因而都可能存在影响产品的VSWR的因素。2.1设计时,应用射频连接器基本设计三原则不当带来的影响。研制宽带精密同轴元件的三项基本设计原则，不仅适用于精密同轴连接器，同样，也适用于具有VSWR要求的所有射频同轴连接器。因而，三项基本设计原则是目前进行设计时必须遵守的原则。三项基本设计原则的要点是：12.1.1.设计原则1；△在连接器的每一个横截面上尽可能保持一个恒定的特性阻抗。例如：50Ω。△应用一段特性阻抗高于和低于标称阻抗的传输线，对导体上的阶梯、槽或间隙进行补偿，限制了宽带性能，不能应用到宽带精密元件上。2.1.2.设计原则2；△阻抗不连续是不可避免的；△对于每个阻抗不连续，都要进行补偿；△为获得昀好的性能，首先应把未补偿的不连续减至昀小；△其次对剩余的阻抗不连续，应进行补偿（引入一个单独的共面补偿）；△改变阻抗的做法，限制了带宽，不适合宽带设计。2.1.3.设计原则3；△同轴元件中导体的尺寸公差总是不可避免的；△把电气性能对机械公差的依赖减至昀小。例如：易磨损，碰伤处。这三项基本设计原则，虽然人所共知，但应用起来，由于种种原因，经常会出现一些偏差，或顾此失彼，出现一些这样或那样的问题。一些例子如：(a)(b)电气机械基准面(d)(c)电气机械基准面压铆收口压环(f)(e)图1.三项基本设计原则应用不当示例2在图1图a中，为固定内导体，防旋转或窜动，常在内导体上设置1处或2处倒刺，或在内导体上滚上直纹、网纹，使内导体局部外径增大，而在相对应的外导体上来做补偿，致使倒刺或滚花处阻抗不连续。不符合基本设计原则1和2；在图1图b中，在内、外导体直径变化处，产生不连续电容，需要进行补偿，但常常被忽略，这不符合基本设计原则2；如图c在绝缘支撑的结构设计中，在设计中虽然注意进行共面补偿，但决定补偿好环的重要尺寸δ，常常选择不当，因而补偿不当；如图d，因结构工艺需要，常常需要在内导体或外导体上开孔，孔径φ影响了该处的特性阻抗，但常被忽略，引起阻抗不均匀；如图e和图f，有些产品因结构需要，收口处正是机械电气基准面或在基准面处设置压环，用来固定绝缘支撑，这种情况不符合设计原则3。2.2结构参数偏差对VSWR的影响。2.2.1.机械加工公差对特性阻抗的影响射频同轴连接器的特性阻抗由下式确定：60Z=nrDldε或138ogrDZldε=式中：Z—表示特性阻抗单位Ω；—外导体内径单位mm；D—内导体外径单位mm；drε—绝缘介质的相对介电常数。在产品零件的生产加工过程中，任何尺寸都不可避免地存在尺寸公差。内外导体直径的公差对特性阻抗的影响为：对50Ω空气线：2.359.96DdZDΔΔΔ°−⎛⎞=⎜⎟⎝⎠对50Ω介质线：59.963.325rrrDdZDεεεΔΔΔΔ−⎛⎞=−⎜⎟⎝⎠式中：—外导体内径的公差；DΔ—内导体外径的公差；dΔrεΔ—绝缘介质相对介电常数的误差；ZΔo—引起的特性阻抗的偏差。由内、外导体直径的公差引起的电压驻波比为：1ZVSWRZΔ°=+32.2.2.不同轴度引起的特性阻抗的偏差连接器内、外导体的横截面由于制造或装配的原因会出现不同轴，假设不同轴度为e，如图2所示。由于不同轴度e的作用，改变了传输线中该段的分布电容，所产生的阻抗误差为：222222424060n1eeZlDdDdΔ⎛⎞≈−≈−⎜⎟−−⎝⎠Ω式中，页号表示特性阻抗变小。对于50Ω的连接器，其阻抗误差为：图2.d和D的偏心度22296eZDΔ=−225.92ZeZDΔ°=−2.2.3.内、外导体上的槽对特性阻抗的影响为了保证弹性接触的需要，在连接器的内、外导体上常开有不同数量的轴向槽，由于开槽，使该处的导体直径变小，引起该处的特性阻抗变化，这些槽引起的特性阻抗的偏差为：212.5%ZNdωΔ⎛⎞=+⎜⎟⎝⎠内212.5%WZNDΔ⎛⎞=+⎜⎟⎝⎠外式中：ZΔ—特性阻抗变化的百分数；—为开槽的数目；Nω—为内导体上的槽宽；单位：mm；W—为外导体上的槽宽；单位：mm；—内导体外径；单位：mm；d—外导体内径；单位：mm；D2.2.4.内、外导体上轴向间隙对特性阻抗的影响同轴连接器配对连接后，总是希望插头和插座两者的内、外导体在轴向实现紧密接触。但由于机械结构的原因，要达到两者都能紧密接触是非常困难的。为了预防插损内导体，通常设计时使外导体端面紧密接触无间隙，允许内导体的接触端有微小间隙。设内导体的接触端面间隙为g，如图3，该间隙所引起的电压驻波比取决于间隙的宽度和阴性4接触件的槽宽。引起的驻波比的计算公A-A式如下：31.625610n%gdNVSWRfgldNπωπω−−⎛⎞=×⋅⎜⎟−⎝⎠式中：f—为工作频率；单位：GHz；g—内导体间隙宽度；单位：mm；gd—内导体插针的直径；单位：mm；ω—插孔上的槽宽；单位：mm；图3.插针和插孔的连接配合d—内导体外径；单位：mm；N—内导体插孔上槽的数目。因种种原因，外导体接触端面存在间隙时，设间隙为G，则引起的驻波比的相应公式为：31.625610n%gDNWVSWRfGlDNWππ−−⎛⎞=×⋅⎜⎟−⎝⎠式中：f—为工作频率；单位：GHz；G—外导体端面间隙宽度；单位：mm；gD—间隙区内外导体直径；单位：mm；D—外导体标称内径；单位：mm；W—外导体接触件上的槽宽；单位：mm；N—外导体接触件上开槽的数目。2.3绝缘支撑的轴向位置和结构设计对特性阻抗的影响。为了支撑内导体，不得不设置绝缘支撑，绝缘支撑的设置，不得不切割内、外导体。内切割内导体和外切割外导体不可避免地在绝缘支撑的表面引起不连续电容，形成反射；绝缘支撑的厚度和绝缘支撑相互之间的距离若设计不当，也会引起反射。所有这些都会影响射频连接器的电压驻波比。2.3.1.阻抗设计当作宽带绝缘支撑设计时，根据基本设计原则1，在绝缘支撑内部的特性阻抗必须和与之相连的空气介质区的特性阻抗相同。如果在绝缘支撑和内、外导体的金属表面存在空气隙，则很容易致使截面上的相对介电常数发生变化，因而对该处的特性阻抗会有很大的影响。当特性阻抗有偏差时，该偏差引起的驻波比由下式给出：22fSZSinfπΔ°=式中：是以百分数表示的驻波比；SZΔ是以百分数表示的特性阻抗的误差；f是以GHz为单位的频率；fo是以GHz为单位的频率，在这个频率时，绝缘支撑的电长度是一个波长。5对切割内、外导体处绝缘支撑表面引起的不连续电容，通常采用挖去部分材料的办法，进行共面补偿，由界面补偿的小误差引起的驻波比由下式给出：22fSfxConfπΔ°=式中：、Sf和fo与前含义相同；Δx是在1.0GHz时以百分数表示的单一面上的驻波比。当工作频率不高时，可以采用高阻设计。即绝缘支撑内部的特性阻抗Zε略高于标称阻抗Z。，通常的作法是取Zε=1.08Z。有时也采用几何平均值两段式过渡的方式,即满足等式：12ZZZ°=。Z1表示第一段的阻抗，Z2表示第二段的特性阻抗。2.3.2.绝缘支撑的厚度在均匀同轴传输线中绝缘支撑的谐振频率是绝缘支撑长度(厚度)及其相对介电常数的函数,在厚度B一定时,谐振频率随介电常数εr的减小而升高，在εr一定时，谐振频率随绝缘支撑的厚度B的减小而升高。当B趋近于零时，就成为一个空气同轴线，其谐振频率由它的截止频率所决定。而当B接近外导体直径D时，由于绝缘支撑的谐振作用使得同轴线中的电磁波传输极不稳定，并使同轴线的截止频率受到约束而下降。可见，绝缘支撑的厚度必须小于外导体的直径，即B＜D，而且厚度B越薄越好。为避免在同轴线中出现高次模，绝缘支撑的厚度B应满足式：2121cgcrffBtamffλπε−⎛⎞−⎜⎟⎝⎠=⎛⎞−⎜⎟⎝⎠式中：B为绝缘支撑的厚度；cf为空气同轴线的理论上限频率；f为工作频率；gλ为工作频率的波长；rε为绝缘支撑的相对介电常数。2.3.3.绝缘支撑在连接器的轴向位置一对插合的连接器，其绝缘支撑在同轴线中的位置以距同轴线直径变化处的位置模型如下图所示：基准面图4.绝缘支撑在连接器中的轴向位置模型图中L为两绝缘支撑之间的距离，l为绝缘支撑到基准面之间的距离L＝2l；B为绝缘支撑的厚度，L16为绝缘支撑到外导体直径变化处的距离。同轴腔中的谐振不仅由绝缘支撑内部的场决定，而且外部的空间距离也有相当大的影响，即两个绝缘支撑之间的距离将影响谐振频率，当L≥2D时，绝缘支撑之间的相互影响可减至较小，而当L＝3D时，绝缘支撑之间的相互影响完全可以忽略不计。绝缘支撑距外导体的直径变化处L1＝D时，相互影响减至昀小，而当L1＝1.5D时相互影响可以忽略不计。因此当L的取值小于D时，往往影响到射频连接器的电压驻波比。2.4过渡设计在连接器的结构设计中，由于界面不同或配接的电缆的直径不同，经常会遇到内、外导体直径的变化，产生不连续电容。为了补偿阶梯产生的不连续电容，需要采取一定的补偿方法，如果补偿过渡设计不当，会严重影响射频连接器的VSWR，对于过渡设计的结构，常用的结构如下：2.4.1.错位过渡为了满足导体直径变化的需要，采用内、外导体错开一段距离