基于变频_移相混合控制的L_LLC谐振双向DC_DC变换器_吕正

2017年2月电工技术学报Vol.32No.4第32卷第4期TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYFeb.2017基于变频-移相混合控制的L-LLC谐振双向DC-DC变换器吕正1颜湘武1孙磊2（1.新能源电力系统国家重点实验室（华北电力大学）北京1022062.河北农业大学机电工程学院保定071001）摘要随着储能系统的不断发展及其在直流分布式系统中的广泛应用，充当储能与直流分布式系统能量交互接口，调节范围宽、运行效率高的双向直流变换器得到深入的研究。提出一种基于变频-移相混合控制的L-LLC谐振双向直流变换器，具备宽泛的增益及功率范围，可实现输入侧开关管的零电压开通和输出侧整流管的零电流关断，运行效率高。对变频-移相控制下L-LLC的运行状态及特性进行了精确的描述分析，从理论层面论证采用变频-移相混合控制的合理性并提出一种简单的变频-移相混合控制实现方法。样机实验结果验证了L-LLC谐振双向直流变换器理论分析的正确性及其在运行效率和调节范围两方面性能的优越性。关键词：双向直流变换器模态分析变频模式移相模式混合控制中图分类号：TM46AL-LLCResonantBidirectionalDC-DCConverterBasedonHybridControlofVariableFrequencyandPhaseShiftLüZheng1YanXiangwu1SunLei2（1.StateKeyLaboratoryofAlternateElectricalPowerSystemwithRenewableEnergySourcesNorthChinaElectricPowerUniversityBeijing102206China2.CollegeofMechanicalandElectricalEngineeringAgriculturalUniversityofHebeiBaoding071001China）AbstractConsideringthedevelopmentandapplicationoftheenergystoragesystemsinDCdistributionsystem,bidirectionalDC-DCconverterswithhighpowerconversionefficiencyandwideadjustablerangearerequired.Accordingtothehybridcontrolofvariable-frequency(VF)andphase-shift(PS),aL-LLCresonantbidirectionalDC-DCconverterwasproposedinthispaper.ItnotonlyhaswideadjustablerangesoftheDCvoltagegainandthetransmissionpower,butalsocanrealizethezero-voltageswitchingforinputswitchesandzero-currentswitchingforoutputrectifierssimultaneously.Thatleadstoahighoverallefficiency.OperationbehaviorsandcharacteristicsoftheconverterundersingleVForPScontrolweredescribed.Thentherationalityofthehybridcontrolwasprovedintheory,andaneasyimplementationwasgiven.TheexperimentalresultsoftheprototypeconfirmedthevalidityofthetheoreticalanalysisaswellasthesuperiorperformanceofL-LLCconverterinoperationalefficiencyandadjustablerange.Keywords：BidirectionalDC-DCconverter,operationmodeanalysis,variable-frequencypattern,phase-shiftpattern,hybridcontrol国家高技术研究发展计划（863计划）资助项目（2015AA050603）。收稿日期2016-07-20改稿日期2016-10-09第32卷第4期吕正等基于变频-移相混合控制的L-LLC谐振双向DC-DC变换器130引言在全球气候恶化、能源需求激增的双重压力下，用于完成将清洁能源向电能转化的位于用户侧的各类分布式电源已逐渐成为解决环境及能源问题的关键设备[1-3]。由于分布式电源的间歇性和波动性，分散接入将增加配电网电能质量调节[4]、功率潮流分布[5]和继电保护策略[6]的复杂程度，降低配电网运行可靠性。分布式电源、储能系统（EnergyStorageSystems,ESSs）及区域性负荷以直流分布式系统形式接入配电网现已成为解决分布式电源功率波动、削减变流器使用数量的有效手段[7]。在典型直流分布式系统中，双向DC-DC变换器（BidirectionalDC-DCConverters,BDCs）是实现ESSs与直流母线能量交互、稳定直流母线电压的关键设备。ESSs的输出电压及电流范围较宽，这要求BDCs具备较宽的电压增益范围以及功率接纳能力。为此，各国学者提出了拓扑结构、控制方法各异的BDCs。其中，采用移相（PhaseShift,PS）控制的双有源全桥（Dual-Active-Bridge,DAB）BDC因系统惯性小、动态响应快、易实现软开关等优点引起了广泛关注[8,9]。但传统单移相控制的DAB-BDC在电压增益远离单位增益或轻载时无功环流和电流应力均较大，工作效率较低[10]。文献[11]提出双移相控制方法以改善DAB-BDC的性能，但该方法的实用性仍有待提高。文献[12]提出一种三移相控制方法，并通过引入过程变量使无功环流最小，但实验结果表明其在增加控制复杂度的同时未能显著提升DAB-BDC效率。近年来谐振类DC-DC变换器得到了广泛关注，尤其是LLC谐振变换器。研究表明LLC谐振变换器经优化设计可在较宽的增益范围及0～Pra（额定功率）的全功率范围内高效运行[13]。鉴于LLC变换器仅能实现功率的单向传输，文献[14,15]分别提出对称、非对称CLLC-BDC，其在功率双向流动时只能升压，并非常规意义上的BDC。文献[16]提出基于同步控制的L-LLC-BDC，但其电压增益范围因受限于无功环流而较窄。文献[17]提出一种脉宽、幅值调制的三电平LLC-BDC，其增益范围宽泛，但控制方式复杂。针对上述情况，本文将用于扩增传统LLC变换器增益范围的变频（VariableFrequency,VF）-PS混合控制方法与文献[16]中的L-LLC-BDC拓扑电路结合，提出一种基于VF-PS混合控制的调节范围宽泛的L-LLC-BDC，其在保有LLC变换器全功率范围内实现开关管的零电压开通（ZeroVoltageSwitching,ZVS）、整流管的零电流关断（ZeroCurrentSwitching,ZCS）优势的同时，具备VF升压以及PS降压能力，且开关损耗低、运行效率高、电压增益范围宽。此外，该BDC仅通过一侧开关管的控制实现VF升压、PS降压及VF-PS的自然切换，控制简单灵活。本文论述了L-LLC-BDC的拓扑结构及其在VF-PS控制下的运行状态以及特性；进而论证了对L-LLC-BDC采用VF-PS混合控制的必要性和可行性，并提出一种逻辑简单、易于实现的VF-PS混合控制方法。1拓扑结构L-LLC-BDC的拓扑结构如图1所示。U1为ESSs的输出电压并且范围较宽，U2为直流分布式系统恒定母线电压，Lm、n分别为变压器Tr的励磁电感、电压比，Lm与谐振电感Lr、谐振电容Cr及附加电感La组成谐振网络，且Lm=La。功率由U1向U2传输为正向，由U2向U1传输为反向。因该BDC在功率双向传输时的运行过程相同，故本文只分析其在功率正向传输时的情况，此时ESSs处于放电状态，Q1～Q4构成逆变网络且在升、降压状态下分别采用VF和PS控制，Q5～Q8的反并联寄生二极管VD5～VD8则构成桥式整流网络。图1L-LLC-BDC拓扑结构Fig.1TopologystructureofL-LLC-BDC再观察图1易知，附加电感La与后级电路并联，鉴于L-LLC的电压源特性，La对后级电路的运行没有影响，故对L-LLC拓扑作如图2所示的结构拆分，即L-LLC拓扑电路可视为电感钳位电路与传统LLC电路的叠加。因此若控制方式相同，L-LLC与传统LLC电路的运行状态将一致。由此易知，关于传统LLC电路的分析方法均可沿用至L-LLC-BDC，这为准确描述L-LLC-BDC的运行状态提供了条件。14电工技术学报2017年2月图2L-LLC-BDC拓扑结构拆分Fig.2TopologystructuredecompositionofL-LLC-BDC2不同控制模式L-LLC-BDC运行状态描述L-LLC-BDC可工作于VF、PS两种控制模式下，且VF、PS是传统LLC电路最为常用的控制模式[18]。本节将从理论上对VF和PS控制模式下L-LLC的运行状态进行准确描述和深入探索，进一步研究其电压增益、开关管ZVS及整流管ZCS等特性。2.1VF模式当L-LLC-BDC工作于VF模式时，开关对Q1、Q4和Q2、Q3施加占空比近似为50%的互补驱动信号，此时L-LLC谐振网络输入电压ui是高、低电平分别为U1和−U1的正方波。图2中传统LLC电路在VF模式下的运行状态，已由国内外学者采用运行模态分析方法明晰[19]，因此，本节对L-LLC亦采用运行模态分析方法以精确描述其运行状态及特性。VF模式下L-LLC-BDC在不同开关频率或传输功率下存在多种运行模态。前半开关周期（ui=U1）内，各模态由下述三类按励磁电感的电压区分的阶段以不同次序毗连而成：①P阶段：整流管VD5、VD8导通，VD6、VD7关断，励磁电感电压等于nU2；②N阶段：VD6、VD7导通，VD5、VD8关断，励磁电感电压钳位于−nU2；③O阶段：VD5～VD8关断，励磁电感电压幅值小于nU2。三类阶段的简化等效电路及相应状态方程已分别由图3及附录式（A1）～式（A3）给出。上述表明，若控制方式相同，L-LLC-BDC与传统LLC电路的运行状态基本一致。则借由文献[19]给出的VF模式下LLC电路的运行模态分析可知。（1）L-LLC-BDC在VF模式下应工作于下谐振（a）P阶段（b）N阶段（c）O阶段图3VF模式下三类阶段的简化等效电路Fig.3ThreesimplifiedequivalentcircuitsunderVFpattern区，即开关频率fs应不大于谐振频率fr（fs≤fr），这是因为在上谐振区时（fs＞fr），L-LLC整流网络输出电流是连续的，整流管因无法实现ZCS而使关断损耗较大[20,21]。（2）L-LLC-BDC存在四种可实现开关管ZVS和整流管ZCS的模态，各模态按前半开关周期的阶段顺序可命名为：P、PO、PON和OPO[22]，波形如图4所示。因四种模态的io/n临界断续或断续，故其均可实现ZCS；另由ia波形知，La的存在有助于ZVS的实现。（a）P模态（b）PO模态（c）PON模态（d）OPO模态图4VF模式下L-LLC-BDC的运行模态波形Fig.4ModewaveformsofL-LLC-BDCunderVFpattern第32卷第4期吕正等基于变频-移相混合控制的L-LLC谐振双向DC-DC变换器15由附录中P、N和O阶段的状态方程式（A1）～式（A3）及约束条件式（A4）～式（A8）可得对应于四种模态的完备方程组，